|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Stabilizacja wzmacniaczy klasy AB. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Tranzystorowe wzmacniacze mocy W artykule przedstawionym czytelnikom przedstawiono metodę automatycznego dopasowywania napięcia polaryzacji wzmacniaczy przeciwsobnych w celu stabilizacji prądu pobieranego przez wzmacniacz, gdy wzmocniony sygnał przechodzi przez zero i jest w stanie spoczynku. Do zalet artykułu należy zaliczyć metodologię obliczania i sprawdzania stabilności trybu wyjściowego UMZCH. Wzmacniacze klasy AB są najbardziej rozpowszechnione wśród liniowych wzmacniaczy mocy, ponieważ pozwalają łączyć wysoką wydajność wzmacniaczy klasy B z brakiem zniekształceń we wzmacniaczach klasy A. Jednak utworzenie niezbędnego do tego napięcia polaryzacji tranzystora, wspierającego ramion kaskady przeciwsobnej w trybie optymalnego prądu początkowego (prądu spoczynkowego), był i pozostaje głównym problemem konstrukcji takich wzmacniaczy, problem stabilizacji ich parametrów. Wyjaśnia to niestabilność charakterystyk tranzystorów, ich zależność od temperatury i poziomu sygnału, a także od rozrzutu i dryftu parametrów tych samych tranzystorów. Artykuł [1] dotyczy nie tyle stabilizacji, ile zapewnienia „pewności” reżimu. Osiągnięty poziom praktyczny charakteryzuje wybór schematów w [2]. Z nich iz innych publikacji znanych autorowi widać, że nadal nie ma akceptowalnego rozwiązania obwodu do stabilizacji trybu wzmacniaczy tej klasy; nie sformułowano jednoznacznej metody (reguły, kryterium, algorytmu) regulacji napięcia polaryzacji, która pozwalałaby na automatyczne ustawienie optymalnego napięcia polaryzacji dla tranzystorów dużej mocy. Poniżej zaproponowano jedno rozwiązanie tego problemu. Kryterium optymalności Tryb wzmacniacza najskuteczniej stabilizuje się metodami sprzężenia zwrotnego, mierząc pewną wielkość elektryczną zależną od napięcia polaryzacji, porównując ją z wartością odniesienia i automatycznie regulując. Próby stabilizacji prądu spoczynkowego wzmacniaczy poprzez regulację napięcia polaryzacji doprowadziły albo do częściowego rozwiązania problemu [3, 4], albo do stworzenia wzmacniaczy [5], które mają niezbędną stabilność, ale tracą na wysokiej jakości wzmacniacze klasy AB w niektórych parametrach. Prąd tych wzmacniaczy w momencie przejścia wzmocnionego sygnału przez zero - nazywany jest prądem początkowym - nie jest równy prądowi spoczynkowemu wzmacniaczy; są one bardziej poprawnie klasyfikowane jako wzmacniacze spolaryzowane dynamicznie. Dla wzmacniaczy przeciwsobnych ze stabilizacją minimalnych prądów ramion [6] dodatkowo niebezpieczne jest przewzbudzenie. Tylko wzmacniacze klasy AB, które są stabilne pod każdym względem, można uznać za doskonałe, poza konkurencją. Kryterium optymalnego napięcia polaryzacji wzmacniaczy klasy AB jest stabilność prądu początkowego, równa prądowi spoczynkowemu wzmacniacza klasy AB i utrzymywana automatycznie. To kryterium optymalności bez jego sformułowania i bez rozdzielenia pojęć prądu spoczynkowego i prądu początkowego zastosowano w [7]. Autor wybrał jednak nieudaną metodę wyznaczania prądu początkowego (w terminologii autora - prądu spoczynkowego) poprzez obliczenie go za pomocą wzmacniaczy operacyjnych jako różnicy między zmierzonymi prądami ramion i obciążenia. Oprócz złożoności wykonania i dość dużych strat mocy w rezystorach pomiarowych, główną wadą wybranej techniki jest to, że błąd wyznaczania może przekroczyć zadaną wartość. Rozwinięcie pomysłów z [7] można uznać za rozwiązanie techniczne [8], w którym osiąga się dobry wynik w odniesieniu do wzmacniaczy z tranzystorami polowymi, ale wymagania, które są obowiązkowe dla wszystkich wzmacniaczy klasy AB, nie są w pełni sformułowane i spełnione . Poniżej szczegółowo rozważamy metodę pomiaru prądu początkowego za pomocą detektora minimalnych wartości sumy prądów w ramionach kaskady przeciwsobnej. Uzasadnienie teoretyczne W celu zidentyfikowania możliwości pomiaru prądu początkowego w kaskadzie przeciwsobnej na tle zmieniających się sygnałów rozważamy zmiany prądów w ramionach takiej kaskady oraz ich sumy, zakładając, że prąd sygnałowy w obciążeniu zmienia się zgodnie z najprostszym prawem sinusoidalnym: iн = lmsina. Tutaj jaн - chwilowa wartość prądu obciążenia; Im - jego amplituda; α = Ωt - kąt fazowy; Ω - częstotliwość robocza; t - czas. Charakter zmiany prądów w ramionach kaskady przeciwsobnej pokazano na ryc. 1,a, oraz sumy wartości bezwzględnych prądów - na ryc. 1b.
Prąd obciążenia w fazie przeciwsobnej jest określony przez różnicę prądów ramion lub sumę bezwzględnych wartości przyrostów prądów ramion iн = |Δi1| +lΔi2|. Przy małych prądach sygnałowych oba ramiona wzmacniacza pracują w trybie liniowym klasy A. Przyrosty prądów ramion są równe w wartości bezwzględnej połowie prądu obciążenia: |Δi1| +lΔi2| = 0,5iн = 0,5lmsina, a wyrażenia dla prądów ramion będą miały postać
dla 0 ≤ α ≤ α0. Tu i poniżej, poprzez α0 wskazany jest kąt fazowy, powyżej którego wzmacniacz przełącza się z trybu klasy A do trybu z odcięciem prądu w ramieniu. Jeśli wszystkie prądy są znormalizowane w odniesieniu do maksymalnego prądu obciążenia (prądy znormalizowane są zaznaczone pogrubioną czcionką) Inach/Im = Inach и Im/Im = 1 wtedy dla 0 ≤ α ≤ α0. Dla α = α0 prąd drugiego ramienia spada do zera, tj. inach - 0,5 sinα0 = 0. Z tego określamy α0 = arcsin2IPOCZĄTEK. W trybie odcięcia prądu w jednym ramieniu prąd obciążenia jest określany przez przyrosty prądu drugiego ramienia:
dla α0 ≤ α ≤ π/2. Dla α ≥ π/2 charakter zmiany prądów powtarza się w odwrotnej kolejności, a dla α > π znak prądu obciążenia zmienia się i jego formowanie realizuje inne ramię (patrz rys. 1). Suma prądów ramion
ma stałą wartość minimalną, określoną tylko przez prąd początkowy wzmacniacza (i1 + i2)min = 2Inach. Pozwala to na sformułowanie metody stabilizacji: aby ustabilizować tryb wzmacniacza klasy AB przy dowolnym żądanym prądzie początkowym, konieczne i wystarczające jest ustabilizowanie minimalnej wartości sumy prądów ramion, która jest równa podwójnej wartości prądu początkowego jednego ramienia. Uogólniony schemat blokowy na ryc. 2 przedstawia najprostszy układ wzmacniacza ze stabilizacją prądu początkowego według proponowanej metody. Otrzymano go modyfikując obwód z [4] poprzez włączenie rezystora R13 i detektora szczytowego na tranzystorze VT8. Impulsy napięcia na rezystorze R13 są maksymalne przy minimalnym całkowitym napięciu na rezystorach R10 i R11, tj. W stanie spoczynku wzmacniacza i gdy sygnał przechodzi przez zero. Prąd emitera tranzystora VT8 ładuje kondensator C3 do napięcia tuż poniżej maksymalnego napięcia na rezystorze R13. W tym przypadku napięcie na wejściu regulatora napięcia polaryzacji VT3 jest tym większe, im niższe jest całkowite napięcie na rezystorach R10 i R11. Wraz ze spadkiem prądu początkowego tranzystorów VT6 i VT7 napięcie polaryzacji wzrasta, a wraz ze wzrostem zmniejsza się. W rezultacie prąd początkowy tranzystorów stopnia końcowego stabilizuje się na poziomie prądu spoczynkowego.
Niezależnie od konkretnej konstrukcji, czy jest to wzmacniacz transformatorowy, czy beztransformatorowy z równoległym lub szeregowym połączeniem ramion, można wymienić elementy niezbędne do stabilizacji jego trybu. Te elementy są pokazane na rys. 3, z których niektóre są stosowane w szczególności we wzmacniaczu, którego obwód pokazano na ryc. 2. Uogólniony obwód obejmuje sam wzmacniacz i regulator napięcia polaryzacji, z wyjątkiem obciążenia R„. Regulator napięcia polaryzacji to tranzystor VT3 z rezystorem R6.
Czujniki prądowe 1 i 2 w dwóch ramionach wzmacniacza na rys. 2 to rezystory R10 i R11; urządzenie sumujące jest realizowane poprzez szeregowe połączenie tych rezystorów: usuwane jest z nich napięcie proporcjonalne do sumy prądów. Za pomocą tranzystora VT3 minimalne napięcie całkowite jest odwracane do maksymalnego napięcia na rezystorze R13. Wykrywanie tego napięcia odbywa się za pomocą tranzystora VT8 z obwodem RC R12C3. Celowe jest połączenie wszystkich tych elementów w specjalny moduł stabilizacyjny, ponieważ to one razem stabilizują dowolny prąd początkowy wzmacniacza i zapewniają, że prąd ten jest równy prądowi spoczynkowemu. Elementy te nie biorą udziału we wzmacnianiu sygnału. Poniżej opis bardziej złożonego modułu stabilizacyjnego przeznaczonego do symetrycznego obwodu wzmacniacza z czujnikami prądu umieszczonymi w obwodach mocy. Wybór prądu początkowego Zapewniając możliwość stabilizacji prądu początkowego, należy uzasadnić wybór jego optymalnej wartości oraz dopuszczalnego zakresu zmian. Aby wybrać optymalny prąd Inach rozważ zależność głównych parametrów wzmacniacza klasy AB od prądu początkowego, który zmienia się w granicach maksymalnych, tj. od zera (klasa B) do 0,5Im (klasa A) oraz od amplitudy prądu sygnału. Obliczone wykresy zależności tych parametrów od prądu początkowego wzmacniacza pokazano na ryc. 4a.
Krzywa sprawności charakteryzuje zależność maksymalnej sprawności wzmacniacza od wybranej wartości prądu początkowego. Wraz z jej wzrostem sprawność maksymalna spada od wartości 0,785, charakterystycznej dla wzmacniaczy klasy B, do 0,5, charakterystycznej dla wzmacniaczy klasy A. Krzywa Pciepło/Pout max Charakteryzuje maksymalną moc cieplną rozpraszaną w tranzystorach wyjściowych od wybranego prądu początkowego wzmacniacza. Przy prądzie początkowym Inach ≥ 0,13Im, maksymalna moc cieplna jest dokładnie określona przez ten prąd w spoczynku wzmacniacza (wznoszący się prosty odcinek krzywej). Przy niższym prądzie początkowym maksymalna moc cieplna jest określana głównie przez moc sygnału przemiennego prądu wyzwalanego na tranzystorach wzmacniających. Dla wzmacniaczy klasy B (przy Inach = 0) maksymalna moc cieplna osiąga 0,405Rout max. Krzywa tmin/T charakteryzuje względny czas trwania (w ułamkach okresu) minimum sumy prądów barkowych w zależności od prądu początkowego: tmin/T = α0/(π/2) = 2α0/C = (2arcsin (2Inach))/π. Zależność ta charakteryzuje wymaganą prędkość (czas odczytu) detektora wartości minimalnej. Czas trwania minimum sumy prądów jest tym dłuższy, a wymagania stawiane detektorowi pików odpowiednio mniejsze, im większy jest prąd początkowy. W klasie A detektor pików w ogóle nie jest potrzebny. Wraz ze spadkiem prądu początkowego wymagania dotyczące detektora wartości szczytowych w naturalny sposób rosną. na ryc. Na rys. 4b przedstawiono zależność mocy cieplnej uwalnianej na tranzystorach wzmacniających od prądu sygnału przy różnych początkowych prądach wzmacniacza. Krzywe te wyraźnie pokazują strefę optymalnych wartości prądu początkowego. Można go uznać za prąd od 0 do 0,1Im. Przy maksymalnym prądzie z tego zakresu gwarantowany jest brak zniekształceń skokowych, a moc cieplna wydzielana przez tranzystory w stanie spoczynku nie przekracza mocy przydzielonej im w trybie silnego sygnału. W całym możliwym zakresie prądów sygnałowych oscyluje wokół wartości 0,4Pout max i maksymalnie przekracza maksymalną moc cieplną wzmacniaczy klasy B tylko o 10%, pozostając 4,5 razy mniejszą niż maksymalna moc cieplna wzmacniaczy klasy A. Maksymalna sprawność wzmacniacza przy takim prądzie początkowym wynosi 77%, czyli tylko o 2% mniej niż we wzmacniaczach klasy B. Dalszy wzrost prądu początkowego, choć akceptowalny, nie zapewnia żadnego wzmocnienia energetycznego i prawie żadnej redukcji zniekształceń. Zmniejszenie prądu początkowego jest pożądane z punktu widzenia ograniczenia strat mocy cieplnej w stanie spoczynku. To, czy jest to właściwe, zależy od dewelopera. Bezpośrednia stabilizacja prądu początkowego eliminuje niebezpieczeństwo pracy z napięciami polaryzacji, które całkowicie zamykają wzmacniacz, a tym samym ryzyko przerwania obwodu wspólnego ujemnego sprzężenia zwrotnego (CNF). Zniekształcenia nieliniowe są redukowane za pomocą sprzężenia zwrotnego i można je kontrolować podczas ustawiania wzmacniacza. W takim przypadku prąd początkowy wzmacniacza można ustawić na znacznie mniej niż 0,1Im. Górna część zakresu dynamicznego wzmocnionych sygnałów, które przenoszą stopień wyjściowy z trybu klasy A do trybu klasy AB, jest powiązana zależnością Im/(2Inach) Przy początkowym prądzie 0,1 Im wynosi 14 dB, a prąd początkowy 0,05Im - 20dB. Jeśli przyjrzymy się wzmocnionemu sygnałowi za pomocą oscyloskopu, zobaczymy wartości szczytowe, które są o 14…20 dB wyższe niż średni kwadratowy poziom sygnałów audio. Oznacza to, że jeśli maksymalna moc wyjściowa wzmacniaczy zostanie wykorzystana do dokładnego odtworzenia tych szczytów bez zniekształceń, to przez większość czasu wzmacniacz pracuje przy stosunkowo niskich poziomach sygnału, tj. w trybie klasy A. Uzasadnia to zmniejszenie prądu spoczynkowego i , odpowiednio, zużycie energii w tym trybie. Maksymalna wartość prądu początkowego zalecanego przedziału jest zaznaczona na ryc. 4, ale wyklute. Wzmacniacz eksperymentalny na ryc. Rysunek 5 przedstawia schemat wysokiej jakości wzmacniacza średniej mocy, który można załadować zestawem głośnikowym S-30.
Rozważając obwód, wnioski 1 i 3, a także 4 i 6 modułu stabilizacyjnego można uznać za zamknięte w parach. Piny 2 i 5 są wyjściami przeciwfazowymi do sterowania regulatorami napięcia polaryzacji. Cechą samego wzmacniacza jest zastosowanie w stopniu wyjściowym potężnych tranzystorów polowych oraz symetria budowy dla obu polaryzacji wzmacnianego sygnału. Napięcie polaryzacji dla tranzystorów polowych jest tworzone na rezystorach R17 i R18 przez prądy tranzystorów VT1 i VT2, a ich automatyczna regulacja odbywa się poprzez synchroniczną regulację prądów wstępnych stopni wzmacniacza przez tranzystory VT3 i VT4. Rezystory Rl9 i R20 służą do zwiększenia stabilności dynamicznej tranzystorów, elementów C10, R21, R22 i L1 - do skorygowania odpowiedzi częstotliwościowej układu o złożonym charakterze obciążenia. Moduł stabilizacyjny Moduł stabilizacji dla symetrycznego obwodu wzmacniacza posiada izolowane od obciążenia mierniki prądu na ramionach, a jako źródło napięcia odniesienia wykorzystywany jest wspólny zasilacz; dodatkowo moduł posiada dwa wyjścia przeciwfazowe. Jego schemat pokazano na ryc. 6.
Czujnikami pomiarowymi minimalnego prądu w ramionach stopnia wyjściowego są rezystory R1 i R3, zbocznikowane jak w obwodzie na rys. 2, diody krzemowe VD1 i VD2, aby ominąć wysoki prąd obciążenia. Do sumowania stosuje się zredukowane kopie tych prądów, utworzone przez tranzystory VT3 i VT4 z rezystorami nastawczymi prądu R4 i R5. Tranzystory VT1 i VT2 służą do kompensacji napięcia baza-emiter tranzystorów VT3 i VT4. Z tego powodu napięcie na rezystorach R4 i R5 można uznać za równe napięciu na rezystorach R1 i R3, a współczynnik przenoszenia prądu z mierników do stopni kopiowania jest równy stosunkowi rezystancji rezystorów R1 do R4 i R3 do R5. Sumator jest zaimplementowany na rezystorze R7. Skalowana kopia prądu dolnego ramienia stopnia wyjściowego jest dostarczana do niego bezpośrednio przez kolektor VT4, a kopia prądu ramienia odpowiadająca tej samej skali jest dostarczana przez tranzystor VT3 przez zwierciadło prądowe na tranzystorach VT5 , VT6 z rezystorami R6 i R8. Prądy tranzystorów VT4 i VT6 są dodawane do prądu tranzystora VT8 na rezystorze R7. W tym samym czasie minimalna suma prądów VT4 i VT6 zamienia się w prąd maksymalny VT8, tj. Maksymalne napięcie na rezystorze R12, gdy wzmocniony sygnał przechodzi przez zero iw trybie spoczynku wzmacniacza. W spoczynku napięcie to jest stałe i maksymalne. Wraz ze wzrostem amplitudy sygnału najpierw robi się on mały i rzadki, potem głębokie i długie spadki, przybierając postać chaotycznej krzywej, której wierzchołki są związane z maksymalnymi wartościami napięcia. Najgłębsze spadki odpowiadają największej amplitudzie sygnału, najdłuższe spadki odpowiadają najniższym wzmocnionym częstotliwościom; płaskie wierzchołki odpowiadają pracy wzmacniacza w trybie klasy A, środki wierzchołków odpowiadają momentom przejścia wzmocnionego sygnału przez zero. Detektor szczytowy na tranzystorze VT7 szybko ładuje kondensator C1 do napięcia nieco niższego (o ΔUbae ≈ 0,6 V) maksymalne napięcie na rezystorze R12. Stała czasowa τopłata ≈ C1 R12/h21E7, gdzie godz21E7 - współczynnik przenoszenia prądu podstawy tranzystora VT7. Rozładowanie jest wolniejsze. Jego stała czasowa τczas ≈ C1 R11. Stosunek τopłata/τczas = R12/(R11 h21E7) powinien być nie dłuższy niż względny czas trwania minimalnej sumy prądów ramion, gdyż ładowanie (odczytanie informacji o minimalnej sumie prądów) powinno być jak najszybsze, a rozładowanie (przechowywanie tej informacji do następnego odczytu) powinien być jak najdłuższy: τopłata/τczas ≤ tmin/T. Najcięższym trybem pracy detektora szczytowego jest tryb maksymalnego sygnału przy dolnej wzmocnionej częstotliwości Fн gdy spadki napięcia na rezystorze R12 są maksymalne zarówno pod względem głębokości, jak i czasu trwania. Zgodnie z dopuszczalną amplitudą tętnień na kondensatorze C1 w tym trybie δпwyrażoną w procentach, przy znanej rezystancji rozładowania (R11 w obwodzie z ryc. 6), można również obliczyć minimalną pojemność tego kondensatora
Napięcie na tym kondensatorze jest stałe, gdy wzmacniacz jest w stanie spoczynku. W trybie wzmocnienia napięcie to uzyskuje płytkie (mierzone w jednostkach lub ułamkach procenta) impulsy piłokształtne w miejscu zapadów napięcia wejściowego, gdy wzmacniacz wychodzi z trybu klasy A, z powolnym zanikiem i szybkim powrotem do wartości maksymalnej w klasie Tryb A. To napięcie pozostaje średnio proporcjonalne do początkowego prądu wzmacniacza i służy jako napięcie sterujące regulatorów polaryzacji. Tętnienia napięcia sterującego nieuchronnie wprowadzają niewielkie zniekształcenia przy niższych częstotliwościach sygnału. Ale te zniekształcenia są tym mniejsze, im większa jest pojemność kondensatora magazynującego detektora; wprowadzane są tylko w silnym sygnale, który wyprowadza wzmacniacz z klasy A, aw układzie symetrycznym, takim jak nasz, są wzajemnie kompensowane przez ramiona wzmacniacza. We wzmacniaczu eksperymentalnym te zniekształcenia nie są w żaden sposób odczuwalne. Obwód C7R2 jest zawarty w obwodzie kolektora tranzystora VT9, dokładnie tak samo jak w obwodzie emitera - C1R11. Pozwala to na uzyskanie drugiego wyjścia przeciwfazowego modułu stabilizacji. Rezystor R10 służy do ograniczenia prądu rozruchowego tranzystora VT7 podczas stanów nieustalonych. Ustawienie prądu początkowego wzmacniacza jest możliwe poprzez dobranie jednakowych rezystorów R1 i R3, a także poprzez dobór rezystora R7 lub R12. Tryb stabilizacji tego prądu nie wymaga późniejszej regulacji. Przykład obliczenia elementów stabilizacyjnych Wybrany system głośników jest przeznaczony do mocy wyjściowej do 30 watów. Przy nominalnej rezystancji elektrycznej 4 omów i mocy wyjściowej wzmacniacza 15 W, amplituda prądu wyniesie 2,74 A. Maksymalna zalecana wartość prądu początkowego, równa prądowi spoczynkowemu tranzystorów wyjściowych, to Ipoczątkowa maks = 0,1Im = 0,274A. Wybierz janach = 0,1 A. Wartość znormalizowana Inach = Inach/Im = 0,1/2,74 = 0,0365 Ponieważ obliczenia podlegają systemowi zamkniętej pętli ze sprzężeniem zwrotnym, którego wszystkie elementy są od siebie zależne, rozbijmy to mentalnie w punkcie połączenia samego wzmacniacza i modułu stabilizacji. Ustawmy dogodne w obsłudze napięcie znamionowe do sterowania regulatorami polaryzacji, które należy ustawić w tym momencie w trybie liniowym z wybranym prądem początkowym (prądem spoczynkowym) Ubyły = 10 V. Umożliwia to obliczenie elementów obu obwodów niezależnie od siebie. W samym wzmacniaczu (patrz ryc. 5) dla wybranych tranzystorów polowych zmierzone napięcie progowe wynosi 3,5 ... 3,8 V. Przy rezystorach R17 i R18 wskazanych na schemacie napięcie to osiąga się przy prądzie tranzystorów VT1 i VT2 w zakresie 7,45...8,01 mA. W przybliżeniu takie same prądy powinny mieć tranzystory VT5 i VT6. Prądy tranzystorów VT3 i VT4 są równe sumie prądów VT1 i VT3 lub VT2 i VT4; przyjmijmy, że są równe 15 mA. W tym przypadku rezystancja rezystorów R5 = R6 = (Ubyły - Ubae)/IVT3 = (10 - 0,6)/15 10-3 ≈ 620 omów. Nierówność napięcia progowego tranzystorów VT7 i VT8 oraz odpowiednich prądów tranzystorów VT1 i VT2 jest osiągana automatycznie przez działanie OOS przez rezystor R13, co zapewnia równość prądów drenu tranzystorów VT7 i VT8. Przechodzimy do obliczeń elementów modułu stabilizacji (patrz ryc. 6). Rezystancję rezystorów R1 i R3 wybieramy tak, aby napięcie robocze na nich, ze względu na dwukrotność prądu początkowego, było oczywiście mniejsze niż napięcie otwarcia (0,6 V) potężnych diod krzemowych VD1 i VD2: R1 = R3 < Uotwarty/(2Inach) \u0,6d 2 / (0,1 3) \uXNUMXd XNUMX omy. Wybierz R1 = R3 = 2 omy. Napięcie robocze na tych rezystorach w pozostałej części wzmacniacza, kontrolowane podczas ustawiania (dokładniej, nie ma nic do ustawiania podczas sprawdzania), będzie UR1 =UR3 = InachR1 = 0,2 V. Przy wybranych wartościach R4 = R5 = 100 omów prądy tranzystorów VT3 i VT4 będą 50-krotnie zmniejszonymi kopiami prądów ramion wzmacniacza. W trybie cichym i gdy sygnał przechodzi przez zero, będą równe 2 mA. Maksymalna wartość tych prądów, równa 7 mA, jest określona przez maksymalne napięcie (0,7 V) na diodach VD1 i VD2. Wybieramy rezystancję rezystora R7 z warunku, że maksymalny prąd jednego z nich tranzystory VT3 lub VT4, gdy przez kaskadę przechodzi wystarczająco silny sygnał na tranzystorze VT8 może się zamknąć: R7 = EPete/(2 Iмакс) \u60d 2 / (7 · 4,3) \u3d 4 kOhm. Nie jest niebezpieczne, jeśli maksymalne prądy, jeśli maksymalne prądy tranzystorów VT7 i VT8 będą nieco większe lub mniejsze niż 8 mA. Nie niosą informacji o początkowym prądzie wzmacniacza, a tranzystor VTXNUMX jest albo zamknięty, albo jego prąd jest minimalny. W trybie cichym lub gdy napięcie sygnału przechodzi przez zero, tranzystor VTXNUMX jest otwarty, a jego kolektor jest otwarty aktualne maksimum: IVT8 maks. = (0,5 EPete - Ubae)/R7 - 2Inach/ 50 \u0,5d (60 0,6 - 4,3) / 2 - (100 50) / 3 \uXNUMXd XNUMX mA. Przy tym prądzie powstaje nominalne napięcie sterujące regulatorów napięcia polaryzacji. Rezystancja rezystora R12 jest określana na podstawie warunku, że stałe napięcie na nim w trybie cichym lub pulsującym w momencie przejścia wzmocnionego sygnału przez zero wyniesie ΔUbae większe niż napięcie sterujące: R12 = (Ubyły + ΔUbae)/IVT8 maks. \u10d (0,6 + 3) / 3,6 \uXNUMXd XNUMX kOhm Obliczenie numeryczne minimalnej pojemności kondensatora C1 zgodnie ze wzorem podanym w poprzedniej sekcji, w Fн = 20 Hz i δп = 3% daje 82 uF. Zastosowane kondensatory C1 i C2 mają mniejszą pojemność, ale jest ona podwojona przez kondensatory C4 i C5 samego wzmacniacza (rys. 5). Sprawdzenie działania detektora szczytów: τopłata/τczas = R12/(R11 h21E7) = 3600/(10000 100) = 0,0036; tmin/T \u2d (2 arcsin (0,0365 0,0465)) / π \uXNUMXd XNUMX. Stosunek τopłata/τczas ≤ tmin/T jest zarezerwowane. Wyprowadźmy wzór na sprawdzenie obliczenia prądu początkowego zgodnie z wybranymi i podanymi parametrami elementów obwodu. Prąd spoczynkowy (inaczej początkowy) potężnych tranzystorów jest określony przez ich napięcie polaryzacji, które przy dużej lub bardzo dużej stromości wznoszących się odcinków charakterystyk tranzystorów polowych nie różni się zbytnio od napięcia progowego tych tranzystorów , więc założymy, że dla dowolnego prądu początkowego napięcie polaryzacji jest w przybliżeniu równe wartości progowej. Biorąc pod uwagę, że prądy tranzystorów VT3 i VT4 (na ryc. 5) są podzielone przez tranzystory stopni różnicowych na pół, mamy
Druga równość jest równoważna pierwszej, ponieważ R5 = R6 i R17 = R18. Zgodnie ze schematem na ryc. 6 może pisać
Rozwiązując te wyrażenia razem, otrzymujemy dla wzmacniacza jako całości
Tutaj wprowadza się dodatkowe indeksy określające węzeł, do którego należy ten lub inny rezystor: ms - moduł stabilizacyjny, ms - sam wzmacniacz. Obliczenia numeryczne z podstawieniem do wzoru danych wzmacniacza przy Upory = 3,5 V daje wartość Inach = 102,5 mA z dopuszczalnym błędem. Ale szczególnie cenne jest wykorzystanie tego wzoru do oceny wpływu na prąd początkowy wzmacniacza dryfowego niektórych parametrów elementów wzmacniacza, a przede wszystkim napięcia progowego tranzystorów polowych. Całkowicie niedopuszczalna zmiana U dla wielu wzmacniaczypory tranzystorów o ±20% doprowadziłoby do ich awarii lub poważnych zniekształceń sygnału. W naszym przypadku zmienia on tylko początkowy prąd wzmacniacza o ±12,5%, co jest całkiem akceptowalne i najprawdopodobniej nie zostanie nawet zauważone przez słuchaczy. Budowa i szczegóły Wzmacniacz wykonany jest na podstawie projektu „Inżynieria radiowa U-101-stereo”. Dwie płytki drukowane wzmacniacza, odpowiadające rysunkowi na rys. 7 zamiast płytek drukowanych modułów ULF-50-8 są one instalowane na radiatorach wzmacniacza bazowego. Tranzystory końcowe VT7 i VT8 są zamocowane na izolowanych radiatorach bez dodatkowej izolacji. Kondensatory tlenkowe wzmacniacza - K50-35, C7 - niepolarne Jamicon NK, reszta - K10-17. Rezystory R19 i R20 - C5-16MV, reszta - C2-33H. Dławik bezramkowy L1 z modułu ULF-50-8 zawiera 16 zwojów drutu PEV-11,3 nawiniętego w dwóch warstwach o średnicy wewnętrznej 5 mm.
Płyty modułów stabilizacyjnych, których rysunek pokazano na ryc. 8, zainstalowany prostopadle do płyt wzmacniacza; są one mocowane przez ich wnioski 1-6. Kondensatory - K50-35, rezystory - S2-33N.
wniosek Pozorna złożoność modułu stabilizacyjnego na pierwszy rzut oka jest uzasadniona skutecznością proponowanej metody stabilizacji, łatwością obliczeń i niskim poborem mocy tego modułu, a także prawie brakiem konieczności budowy wzmacniacza. Potwierdza to również bezbłędna praca eksperymentalnego wzmacniacza przez kilka lat. Taka stabilizacja reżimu potężnych kaskad może być zastosowana zarówno we wzmacniaczach wysokiej klasy i podwyższonej niezawodności, jak iw większości wzmacniaczy tranzystorowych, w urządzeniach kontrolno-pomiarowych i automatyki. literatura
Autor: V. Efremov
Maszyna do przerzedzania kwiatów w ogrodach
02.05.2024 Zaawansowany mikroskop na podczerwień
02.05.2024 Pułapka powietrzna na owady
01.05.2024
▪ Nanorezonatory usprawnią komunikację komórkową ▪ W Stanach Zjednoczonych rozprowadzi grunt pod instalację paneli słonecznych ▪ Najstarsza lina w Wielkiej Brytanii ▪ Kolego - inteligentna obroża dla psa
▪ sekcja serwisu Historie z życia radioamatorów. Wybór artykułów ▪ Artykuł Bracia w umyśle. Popularne wyrażenie ▪ artykuł Czy huragany poruszają się w określonych kierunkach? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł jesienny. Opieka zdrowotna ▪ artykuł Symulator odgłosów miauczenia. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki ▪ artykuł Poprawa brzmienia 15GD-11A i 10GD-35. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony