|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Tranzystor UMZCH o zwiększonej dynamicznej stabilności termicznej. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Tranzystorowe wzmacniacze mocy W artykule opisano UMZCH, w którym zastosowano rozwiązania techniczne poprawiające dynamiczną stabilność termiczną stopnia wyjściowego na tranzystorach bipolarnych. W takiej kaskadzie zniekształcenia przełączania są eliminowane dzięki wyeliminowaniu odcięcia prądu w tranzystorach dużej mocy. W drugiej części artykułu podano zalecenia dotyczące rozszerzenia pasma wzmacniacza od dołu, co ma korzystny wpływ na jakość odtwarzania dźwięku. Podobny UMZCH zaprezentował E. Aleshin na rosyjskiej wystawie Hi-End 1998, gdzie odpowiednio konkurował ze wzmacniaczami lampowymi.
Głównym źródłem wydzielania ciepła w UMZCH jest stopień wyjściowy, a przy opracowywaniu tranzystorowych wzmacniaczy mocy zawsze zwracano dużą uwagę na jego stabilizację termiczną. W latach 80-90 w wysokiej jakości UMZCH (na przykład [1 - 3]) najczęściej stosowano obwód stopnia wyjściowego, uproszczony na ryc. 1. 2. Do jego zalet należy zadowalająca stabilność termiczna (przy umieszczeniu tranzystorów VT4, VT5, VTXNUMX na wspólnym radiatorze), wysoka częstotliwość odcięcia współczynnika przenoszenia oraz niska rezystancja wyjściowa. Jednak odcięcie prądu ramienia pasywnego, a także dynamiczna niestabilność prądu spoczynkowego tranzystorów wyjściowych, spowodowana wahaniami temperatury złączy tranzystorowych przy zmianie poziomu sygnału, przyczyniają się do wzrostu zniekształceń przełączania. Cechy te pogarszają subiektywną ocenę i rzetelność odtwarzania dźwięku. Informacje o stabilizacji trybu dynamicznego Kilka lat temu wynalazca Chabarowska E. Aleshin zaproponował metodę stabilizacji trybu pracy (prąd spoczynkowy) kaskad tranzystorowych [4,5, 6], co pozwoliło zmniejszyć dynamiczną niestabilność temperatury o rząd wielkości, wyeliminować odcięcie prądu w kaskadzie wyjściowej push-pull UMZCH i sprawić, by redystrybucja prądu w niej była dokładniejsza (jak we wzmacniaczu „równoległym” [XNUMX]).
Na ryc. 2 przedstawia uproszczony układ wzmacniacza z prądowym sprzężeniem zwrotnym [2] (A1 jest wtórnikiem push-pull), w którym, w przeciwieństwie do prototypu, punkt pracy stopnia wyjściowego jest stabilizowany za pomocą węzła zaproponowanego przez E. Aleshina. Stabilizator prądu spoczynkowego wykonany jest na elementach VT3, VT4 i VD1, VD2. Gdy prąd przepływa przez potężne tranzystory VT5, VT6 i elementy nieliniowe połączone z nimi szeregowo - diody VD1, VD2 - na tych ostatnich powstaje spadek napięcia, który po osiągnięciu progu otwarcia tranzystorów VT3, VT4 powoduje pojawienie się ich prądu bazy i kolektora, zmniejszając prąd wejściowy tranzystorów VT5, VT6. W rezultacie prąd przepływający przez tranzystory stopnia wyjściowego jest ograniczony, a zatem prąd płynący przez diody VD1, VD2 - czujniki prądu. Osiąga się statyczną (długoterminową) stabilność termiczną, jak na schemacie na ryc. 1, zapewniający kontakt termiczny tranzystorów VT3, VT4 z diodami VD1, VD2. Stabilizacja dynamiczna jest znacznie lepsza ze względu na mniejsze wytwarzanie ciepła na diodach niż na potężnych tranzystorach, a efekt jest osiągalny, jeśli kryształy tych diod i tranzystorów są porównywalne objętościowo. W obecności sygnału uzyskuje się płynną redystrybucję prądu przez obciążenie i między diodami VD1 i VD2 dzięki logarytmicznemu CVC diod. Co więcej, prąd płynący przez nie nigdy nie spada do zera, z wyjątkiem prądu odcięcia tranzystorów wyjściowych. Prąd płynący przez ramię pasywne można znacznie zwiększyć, umieszczając rezystor między bazami tranzystorów VT3, VT4 (tj. równolegle do VD1, VD2). Jednocześnie ani temperatura potężnych tranzystorów, ani spadek napięcia na rezystorach (jeśli występują) w obwodach bazy i emitera tych tranzystorów nie wpływają na prąd spoczynkowy i jego rozkład między ramionami w obecności sygnału. Dobór diod i tranzystorów połączonych z nimi równolegle złączem emiterowym może wydawać się trudny, aby zapewnić warunek stabilizacji: Σ UBe = Σ UVd. Właściwie wystarczy tylko znaleźć odpowiednie typy urządzeń, wybór kopii nie jest wymagany. Ponadto istnieje prosty sposób dostosowania punktu pracy, co pokazano w dalszej części opisu proponowanego UMZCH. O zniekształceniach termicznych W tym miejscu należy trochę porozmawiać o zniekształceniach termicznych i metodach ich eliminacji przy projektowaniu wzmacniaczy tranzystorowych. Zniekształcenia termiczne to zmiany wprowadzane w sygnale, gdy przechodzi on przez obwód elektryczny lub stopień wzmacniający, ze względu na termiczny wpływ samego sygnału (prądu) na parametry elementów wzmacniacza wrażliwe na temperaturę. Przykładem zniekształceń termicznych w obwodach pasywnych jest kompresja sygnału w głowicach dynamicznych na skutek nagrzewania się cewek drgających (szczególnie w głowicach o dużej mocy i wysokiej temperaturze). W przyrządach półprzewodnikowych wzrost temperatury kryształu pod działaniem płynącego prądu sygnałowego powoduje zmianę takich podstawowych parametrów jak np. napięcie przewodzenia diod (-2,2 mV/K), napięcie baza-emiter układu bipolarnego tranzystory (-2,1 mV/K), współczynnik przewodzenia prądu statycznego tranzystorów bipolarnych (+0,5%/K) itp. Procesy termiczne mają charakter inercyjny, ze względu na rzeczywistą pojemność cieplną kryształu i obudowy urządzenia. Dlatego procesy elektrotermiczne w tranzystorach prowadzą nie tylko do zmian chwilowych wartości parametrów, ale także tworzą efekt „pamięci” w obwodach elektrycznych i stopniach wzmacniających. Pamięć termiczna w kaskadach wzmacniających objawia się jako zmienne w czasie parametry po ekspozycji na silny sygnał: przesunięcie punktu pracy kaskad, zmiana współczynnika przenoszenia (niestacjonarny błąd multiplikatywny); przesunięcie stałej składowej sygnału (niestacjonarny błąd addytywny). Ta ostatnia jest podobna do przejawu absorpcji dielektryka kondensatora w obwodzie ścieżki sygnału. Procesy te powodują powstawanie liniowych i nieliniowych zniekształceń sygnału, które pogarszają jakość odtwarzanego dźwięku [7]. Należy w szczególności zauważyć, że konwencjonalna stabilizacja termiczna nie jest w stanie znacząco poprawić dynamicznej stabilności termicznej kaskad ze względu na znacznie większą stałą czasową procesów cieplnych w urządzeniu w porównaniu ze stałą czasową procesów cieplnych wewnątrz urządzenia półprzewodnikowego. Częściowo jest to prawdą nawet w przypadku mikroukładów monolitycznych. Oczywiście, aby wyeliminować problemy związane z pamięcią termiczną urządzeń półprzewodnikowych, konieczne jest zastosowanie rozwiązań układowych, które zmniejszają wahania temperatury w kryształach urządzeń lub ich wpływ na parametry wzmacniacza. Takimi rozwiązaniami mogą być: - izotermiczny tryb pracy przyrządu półprzewodnikowego [8];
Opis schematu UMZCH Wzmacniacz mocy wykonany jest zgodnie ze schematem ideowym (rys. 3), odpowiadającym przedstawionemu schematowi blokowemu.
Główne cechy techniczne Znamionowe napięcie wejściowe, V...............1
Filtr dolnoprzepustowy R1C2 jest zainstalowany na wejściu w celu zmniejszenia zakłóceń RF na wejściu. Ten sam obwód zawiera ogranicznik napięcia wejściowego na elementach R3, R4, C1, C3, VD1 -VD4 w celu ochrony przed przeciążeniem stopni wejściowych wzmacniacza. Sygnał wejściowy z regulatora głośności (RG) przez filtr dolnoprzepustowy trafia do „równoległego” wtórnika VT1, VT2, VT4, VT5 (zwanego w [10] wtórnikiem emiterowym pseudo-push-pull). Rezystory R5, R6 służą do zrównoważenia prądu wejściowego, tj. do wyeliminowania składowej stałej prądu płynącego przez RG, która występuje z powodu różnicy współczynników przenoszenia prądu statycznego wejściowych tranzystorów bipolarnych i tworzy napięcie polaryzacji na wejście. Kondensator C6 zapobiega samowzbudzeniu stopnia wejściowego przy częstotliwościach radiowych. Statyczny tryb pracy repeatera jest stabilizowany napięciem zasilania przez stabilizatory parametryczne R7VD5, R12VD6 i jest ustalany przez rezystory R8-R11, R16, R17T8K, dzięki czemu w stanie spoczynku różnica mocy cieplnej między tranzystorami stopni repeatera wynosi mały. Dynamiczny reżim termiczny określony przez elementy R13, R14, R24, R25 w połączeniu z reżimem statycznym dobiera się tak, aby zminimalizować wahania mocy na tranzystorach repeatera w obecności sygnału oraz różnicę chwilowych mocy tranzystorów VT1 i VT4 (VT2 i VT5), uzyskując w ten sposób minimalną chwilową różnicę temperatur między ich kryształami. Odbywa się to tak, że odejmowane są termiczne wahania napięcia tranzystorów IBE pierwszego i drugiego stopnia, a napięcie sygnału na wyjściu przemiennika, a tym samym na wyjściu wzmacniacza, jest w minimalnym stopniu narażone na zniekształcenia termiczne, interpretowane jako „pamięć napięcia sygnału” (niestacjonarny błąd addytywny). Napięcie z wyjścia wzmacniacza przez dzielnik R26R16 i R27R17 jest podawane na wyjście „równoległego” wtórnika - emiterów VT4, VT5, zmieniając przez nie prąd, tj. powstaje prąd błędu proporcjonalny do odchylenia napięcia wyjściowego wzmacniacza podzielonego przez wzmocnienie UMZCH od wejścia. Prąd błędu przeciwfazowego przez wtórnik prądu VT3 (VT6) jest dostarczany do wzmacniacza prądu VT13 (VT14). Jego wyjście jest obciążone rezystorami R39, R40 i impedancją wejściową wtórnika wyjściowego VT15, VT16, na którym przydzielane jest napięcie (tj. Jest to stopień konwersji impedancji) i podawane do obciążenia (AC) przez wtórnik wyjściowy. Rezystor R41 określa prąd spoczynkowy wzmacniacza prądu błędu (VT13, VT14) i jest tak dobrany, aby wykluczyć zamknięcie ramienia biernego tego stopnia z powodu prądu płynącego przez R39, R40. Te ostatnie przesuwają częstotliwość pierwszego bieguna w górę w ogólnej pętli NF. Korekcja częstotliwości w pętli OOS realizowana jest przez kondensatory SYU, C11, włączone pomiędzy stopień konwersji impedancji a wyjście „równoległego” wtórnika. Ich włączenie poprawia odpowiedź przejściową wzmacniacza, gdy jest on obciążony obciążeniem o niskiej impedancji, czyli na głośnikach [2]. Korekcja wyprzedzenia fazy realizowana jest przez obwody R28C7 i R29C8. Rezystor trymera R15 służy do wyeliminowania przesunięcia na wyjściu DC UMZCH. Prąd emitera stopnia wyjściowego przepływa przez czujniki prądu - diody VD11-VD14. Napięcie z diod, zawierające informacje o chwilowej wartości prądu skrośnego stopnia wyjściowego, jest podawane przez dzielnik R42R36R37R43 do wzmacniacza różnicowego VT11, VT12 i jest przekształcane na prąd. Z kolektorów VT11, VT12 prąd przez lustro prądowe VT7, VT9 (VT8, VT10) jest podawany na wejście wzmacniacza prądu błędu, zmniejszając jego prąd wejściowy. Ponieważ zmiana tego prądu jest w fazie w obu ramionach (w przeciwieństwie do prądu błędu z „równoległego” wtórnika), prowadzi to do zmiany prądu skrośnego wzmacniacza błędu, a tym samym stopnia wyjściowego, ale się nie zmienia napięcie wyjściowe. W ten sposób stabilizowany jest prąd spoczynkowy stopnia wyjściowego. Układ R38C13 zapobiega wzbudzeniu parametrycznemu układu stabilizacji, a także wraz z R42, R43 dokonuje korekcji częstotliwości w pętli OOS. Podłączenie jednostki stabilizującej różni się nieco od schematu na ryc. 2, ale to nie jest ważne, a we wzmacniaczach o różnych konstrukcjach może być zaimplementowane na różne sposoby. W tym przypadku należy jednak wziąć pod uwagę, że dynamiczne wahania temperatury tranzystorów sprzężenia zwrotnego stabilizacji (VT3, VT4 na ryc. 2 i VT11, VT12 na ryc. 3) również wpływają na stabilność termiczną punktu pracy stopień wyjściowy, ale przesuń go w przeciwnym kierunku w porównaniu z diodami - czujnikami prądu. Diody VD7-VD10 są ochronne, zapobiegają otwarciu OOS stabilizacji prądu spoczynkowego podczas stanów nieustalonych (np. przy włączeniu zasilania lub silnym szumie impulsowym), podczas przekształcania się w POS z niekontrolowanym wzrostem prądu skrośnego w stopień wyjściowy. DiodeYu9 (VD10) tworzy również dodatkowy spadek napięcia na obecnym tranzystorze lustrzanym VT7 (VT8), doprowadzając go do bardziej liniowego odcinka charakterystyki. Budowa i szczegóły Wzmacniacz jest montowany przez autora na uniwersalnej płytce stykowej. Potężne tranzystory stopnia wyjściowego są instalowane na wspólnym radiatorze o rezystancji termicznej nie większej niż 2 K / W przez izolacyjne podkładki przewodzące ciepło. Mocne diody wraz z tranzystorami VT11, VT12 są umieszczone na osobnym radiatorze podłączonym do wspólnego przewodu o rezystancji termicznej nie większej niż 15 K / W. Lepiej jest zainstalować tranzystory na odwrotnej stronie płytowego radiatora, naprzeciwko diod o najwyższym napięciu przewodzenia (jeśli są różnych typów, jak na ryc. 3), tj. w tym przypadku VT11 jest naprzeciwko VD12 i VT12 jest przeciwieństwem VD13. Tranzystory VT13, VT14 są instalowane na małych radiatorach o odporności termicznej 20...30 K/W. Można je również umieścić na radiatorze z diodami stopnia wyjściowego, ale pogorszy to statyczną stabilność termiczną prądu spoczynkowego. W tym przykładzie wykonania opór cieplny całkowitego radiatora nie powinien przekraczać 10 K/W. Rezystory stałe - folia metalowa, tuning - wieloobrotowy. Rezystory R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - z tolerancją ±1%; można je wybrać spośród zwykłych z tolerancją ± 5% lub dokładnością najbliższą wskazanym wartościom z serii E96. Pozostałe stałe rezystory mają tolerancję ±5%. Kondensatory tlenkowe C14, C15 - niskoimpedancyjne (low ESR) stosowane w zasilaczach impulsowych; niepolarny o podanym napięciu znamionowym - film. Kondensatory C2, C10, C11 są korzystnie stosowane z dielektrykiem polistyrenowym lub polipropylenowym, pozostałe są ceramiczne na napięcie 25 lub 50 V z dielektrykiem X7R (lub grupy NPO, COG dla C6 C8). Diody Zenera VD5, VD6 są precyzyjne, mają tolerancję ±1%, można również zastosować inne z tolerancją ±2% (np. BZX55B) lub wybrać z zakresu ±5% (BZX55C). Diody VD7-VD10 - ultraszybkie (ultraszybkie) dla średniego prądu 1 A, z napięciem przewodzenia 0,6 ... 0,7 V przy prądzie 0,1 A. Diody stopnia wyjściowego mogą być dowolnymi mocnymi diodami Schottky'ego lub ultraszybkimi dla średniej prąd nie mniejszy niż 10 A. Dopuszczalne są dowolne kombinacje typów i ilości diod w ramieniu; ważne jest tylko, aby łączny spadek napięcia dla przepływającego przez nie danego prądu spoczynkowego mieścił się w granicach 0,7...0,9 V. Przykładowo diodę VD12 (VD13) można zastąpić dwoma połączonymi szeregowo MBR1045 lub MBR1035. Korzystne jest stosowanie diod o natężeniu do 20 A lub więcej, ponieważ mają one większą objętość kryształów, a zatem są w stanie zapewnić lepszą dynamiczną stabilność termiczną. Tranzystory BC550C, BC560C w „równoległym” repeaterze można zastąpić BC550B, BC560B lub BC549, BC559 z indeksami literowymi C lub B, a w pozostałych pozycjach również przez BC547, BC557 lub BC546, BC556 z indeksami literowymi C lub B. Tranzystory VT11 , VT12 - niskonapięciowe wysokoczęstotliwościowe o małej pojemności złącza, dopuszczalnym stałym prądzie kolektora co najmniej 0,1 A i napięciu kolektor-emiter co najmniej 60 V. Odpowiednie są również 2SA1540, 2SC3955 lub BC546, BC556 z dowolnym indeksem literowym, w tym drugim przypadku margines stabilności jednostki stabilizacyjnej nieco się zmniejszy. Tranzystory VT13, VT14 - średnia moc wysokiej częstotliwości, z dopuszczalnym stałym prądem kolektora co najmniej 1 A i napięciem kolektor-emiter co najmniej 60 V; preferowane jest użycie instancji z dużą wartością h2ia - tranzystory wyjściowe mogą być 2SA1302, 2SC3281, najlepiej grupa O (z dużą wartością parametru h213). Pożądane jest dobranie komplementarnych par tranzystorów wszystkich stopni zgodnie z zbliżoną wartością h213. Tranzystory wtórnika „równoległego” najlepiej stosować z tej samej partii, to samo dotyczy obecnych tranzystorów lustrzanych. Przy doborze pierwiastków promieniotwórczych można kierować się zaleceniami zawartymi w [3] (nr 1, s. 18-20). Żywienie UMZCH może być nieustabilizowane. Instalacja wspólnego przewodu i zasilania odbywa się zgodnie z dobrze znanymi zasadami. Zwracamy tylko uwagę, że elementy C1-C5, R2, VD3-VD6 oraz ekran kabla łączącego wejście wzmacniacza z regulacją głośności są przypisane do wejścia lokalna „masa”.
Konfiguracja i pomiar parametrów Przed pierwszym włączeniem wkładki topikowe w obwodach zasilających są zastępowane rezystorami o rezystancji 22 ... 33 Ohm i mocy 5 W, a suwaki rezystorów dostrajających są ustawiane w pozycji środkowej (dla rezystor R37 - do pozycji maksymalnej rezystancji). Obciążenie jest wyłączone, wejście jest zamknięte. Powoli zwiększając napięcie zasilania, kontroluj pobór prądu w obu obwodach zasilających; nie powinno przekraczać 0,15 A. Doprowadzając napięcie na kondensatorach C14, C15 do +/-18 V, sprawdź napięcia wskazane na schemacie: diody VD3, VD4 powinny wynosić 1,5 ... 1,7 V każda; na diodach Zenera VD5, VD6 - po 7,4 ... 7,6 V. Napięcie wyjściowe musi mieścić się w granicach ± 0,3 V, a prądy pobierane ze źródeł zasilania muszą być takie same. Zwiększając napięcie zasilania do +/-25 V (przy C14, C15) ponownie sprawdzamy wskazane napięcia i pobór prądu. Kontrolując napięcie wyjściowe za pomocą oscyloskopu, są przekonani, że wzmacniacz nie jest samowzbudny. Następnie ustaw minimalne stałe napięcie na wyjściowym rezystorze trymera R15. Następnie ustaw prąd spoczynkowy stopnia wyjściowego za pomocą rezystora strojenia R37, w razie potrzeby wybierz R36. Kontrolując napięcie wyjściowe za pomocą miliwoltomierza, wejście jest otwierane, a rezystor dostrajający R6 ustawia na wyjściu to samo napięcie, co przed otwarciem. Następnie, ponownie zamykając wejście, zminimalizuj napięcie polaryzacji na wyjściu rezystorem R15 tak dokładnie, jak to możliwe. Po otwarciu wejścia ponownie sprawdzają napięcie na wyjściu i, jeśli to konieczne, doprowadzają je do zera za pomocą rezystora R6. Na sygnałach testowych - sinusoidzie i meanderze o częstotliwości 1 kHz - sprawdzają brak samowzbudzenia przy różnych amplitudach, aż do ograniczenia. Możliwe są trzy rodzaje samowzbudzenia (na przykład dzięki zastosowaniu innych typów tranzystorów). Pierwszy z reguły wiąże się z nadmiernym przesunięciem fazowym we wspólnej pętli OOS, co jest eliminowane przez wzrost pojemności kondensatorów C10 i C11; w takim przypadku należy wziąć pod uwagę odpowiedni spadek częstotliwości pierwszego bieguna w pętli CNF i maksymalną szybkość narastania napięcia na wyjściu. Drugi wynika z przesunięcia fazowego w pętli OOS układu stabilizacji prądu spoczynkowego; zmniejsza się poprzez zmniejszenie rezystancji rezystora R38. Trzeci typ to wzbudzenie parametryczne w układzie stabilizacji prądu spoczynkowego, co jest wyraźnie widoczne na wyjściu przy braku sygnału (w tym przypadku przez stopień wyjściowy przepływa prąd o natężeniu do kilku amperów, jeśli nie ma ograniczeń prądowych rezystory w obwodach mocy). Eliminuje się to poprzez zwiększenie rezystancji R38. Jak widać, wymagania dla tego rezystora są sprzeczne, dlatego (jeśli to konieczne), aby określić optymalną rezystancję, musisz znaleźć jej górną i dolną granicę, przy której samowzbudzenie jeszcze nie występuje, i obliczyć optymalną wartość jako średnia arytmetyczna. Możesz użyć rezystora strojenia do tej procedury, jeśli przylutujesz go bezpośrednio do płytki, bez przewodów, aby połączenia pasożytnicze i indukcyjności nie zniekształciły wyniku. Stosunek znalezionych górnych i dolnych granic musi być większy niż 3, aby zapewnić wystarczający margines stabilności. W przeciwnym razie konieczna będzie wymiana tranzystorów VT11, VT12 na inne typy. Innym sposobem jest zwiększenie pojemności kondensatora C13, ale jest to niepożądane, ponieważ zmniejsza prędkość jednostki stabilizacji prądu spoczynkowego. Teraz możesz zainstalować bezpieczniki i podłączyć odpowiednik obciążenia - rezystor 4 ohm 50 W. Ponownie sprawdź brak samowzbudzenia na sygnałach testowych. Wreszcie, jeśli możliwe jest użycie analizatora widma, rezystor dostrajający R30 minimalizuje poziom drugiej harmonicznej, gdy na wejście zostanie przyłożony sygnał testowy o częstotliwości 1 kHz i mocy obciążenia 40 W. Jeśli w tym samym czasie na wyjściu pojawi się przesunięcie napięcia (przy braku sygnału), należy je ponownie zminimalizować za pomocą R15. W skrajnych przypadkach strojenie harmonicznych można pominąć, wykluczając rezystory R30, R31 i ustawiając R26 na taką samą wartość znamionową jak R27 Po dostrojeniu wzmacniacz ma następujące parametry. Przy napięciu wejściowym 1 V moc wyjściowa przy obciążeniu o impedancji 4 omów (z przesunięciem fazowym do 60 stopni) wynosi 50 watów. Szybkość narastania napięcia wyjściowego - nie mniej niż 100 V/µs. Poziom zniekształceń harmonicznych w paśmie częstotliwości 10 Hz ... 22 kHz przy mocy wyjściowej 40 W przy obciążeniu 4 omów - nie więcej niż 0,02%, przy mocy wyjściowej 20 W przy obciążeniu 8 omów - nie więcej niż 0,016%. Poziom zniekształceń intermodulacyjnych (częstotliwości 19 i 20 kHz przy stosunku amplitud 1:1) przy szczytowej mocy wyjściowej 40 W przy obciążeniu 4 omów wynosi 0,01%, przy szczytowej mocy wyjściowej 20 W przy obciążeniu 8 omów - 0,008%. Poziom szumów, ważony zgodnie z charakterystyką IEC-A, przy rezystancji źródła sygnału 0,13 i 26 kOhm, jest nieco inny - odpowiednio -101, -89, -85 dB. Tłumienie tętnień napięcia zasilania (powyżej +/-17 V) o częstotliwości 100 Hz - co najmniej 70 dB. Pierwszy biegun we wspólnej pętli OOS o rezystancji obciążenia 4 omów ma częstotliwość 20 kHz. Margines stabilności ogólnego modulo OOS przy rezystancji obciążenia co najmniej 2 omów wynosi ponad 12 dB. Ryciny 4 i 5 przedstawiają całkowite zniekształcenia harmoniczne (THD) oraz parzyste (EVEN) i nieparzyste (ODD) zniekształcenia harmoniczne w funkcji mocy wyjściowej przy 1 kHz przy impedancji obciążenia odpowiednio 4 i 8 omów na ryc. 6 i 7 - to samo, na częstotliwości przy mocy wyjściowej 40 W przy obciążeniu 4 omów i 20 W przy obciążeniu 8 omów.
Pomiary nieliniowości przeprowadzono przy rezystancji źródła sygnału 13 kΩ, więc wyniki pomiarów uwzględniają również nieliniowość wejściową (w rzeczywistości jest ona znacznie mniejsza niż całkowita). Rezystancja źródła sygnału 13 i 26 kΩ odpowiada środkowej pozycji suwaka regulacji głośności przy nominalnej rezystancji odpowiednio 50 i 100 kΩ. Gdy napięcie zasilania jest włączane i wyłączane, proces przejściowy w UMZCH jest nieznaczny, więc głośniki można podłączyć bez jednostki opóźniającej włączenie. W autorskiej konstrukcji z zasilaczem niestabilizowanym amplituda tego procesu po włączeniu nie przekracza ±40 mV przez około 20 ms, a po wyłączeniu nie przekracza ±60 mV przez kilka sekund. Tłumienie tętnień napięcia zasilania można zwiększyć poprzez wymianę stabilizatorów parametrycznych na zintegrowane niskoszumne [3] na LM317, LM337 i ustawienie napięcia stabilizacji na 7,5 ± 0,1 V. Prąd spoczynkowy stopnia wyjściowego jest nieco przeszacowany, aby uzyskać stabilną niską nieliniowość i brak zniekształceń przełączania, a także zmniejszyć tzw. zniekształcenia formatu (FI). Istota FI polega na niemonotonicznej nieliniowości charakterystyki przenoszenia, tzn. w różnych odcinkach charakterystyki jest ona opisana różnymi funkcjami lub funkcja ma różne parametry. W rezultacie sygnał przesunięty wzdłuż charakterystyki przenoszenia przez oscylacje składowej niskoczęstotliwościowej zmienia swoje widmo harmonicznych i intermodulacji; gdy zmienia się amplituda sygnału, obwiednia harmoniczna nie odpowiada obwiedni sygnału, którą można rozpoznać słysząc jako zmiany w subtelnej strukturze dźwięku. Pomiary porównawcze dynamicznej stabilności termicznej prądu spoczynkowego stopnia wyjściowego wykonane w opisywanym UMZCH i wzmacniaczu ze stopniem według schematu z rys. 1, ceteris paribus (tryby i komponenty) wykazała trzy- lub czterokrotną poprawę. Najlepszy wynik, jak wspomniano powyżej, można uzyskać, stosując więcej diod wysokoprądowych. Dynamiczna stabilność termiczna została wyznaczona poprzez porównanie chwilowej wartości prądu spoczynkowego przed i po krótkim (do 1 s) impulsowym uderzeniu w stopień wyjściowy prądem obciążenia. O obniżeniu limitu przepustowości Końcówkę mocy można zastosować bez kondensatora izolującego na wejściu, uzyskując w ten sposób ograniczenie pasma od zera herców (kolejny pomysł E. Alyoshin w odniesieniu do całego toru audio). W takim przypadku, aby poprawić stabilność zera na wyjściu, wskazane jest zastosowanie sterowania serwomechanizmem - sprzężenie zwrotne DC. Możliwy obwód takiego urządzenia we wzmacniaczu pokazano na ryc. 8; jest to wariant realizacji nieliniowego sprzężenia zwrotnego prądu stałego [11, 12] z liniowym odcinkiem w pobliżu zera charakterystyki przenoszenia. Pierwszy stopień na wzmacniaczu operacyjnym DA1.1 wzmacnia napięcie z wyjścia UMZCH i symetrycznie je ogranicza, a dla małych amplitud sygnału stopień jest prawie liniowy. Drugi - na wzmacniaczu operacyjnym DA1.2 - to integrator, z którego wyjścia prąd przez rezystory R5, R6 jest doprowadzany do punktów sumowania prądów ogólnego OOS wzmacniacza mocy. Tranzystory VT1, VT2 tworzą stabilizowane napięcie zasilania wzmacniacza operacyjnego (+/-6,8 V). Jeśli zintegrowane stabilizatory są zainstalowane w UMZCH (patrz wyżej), tranzystory te można wyeliminować, dostarczając zasilanie do wzmacniacza operacyjnego ze stabilizatorów przez rezystory (10 omów, 0,125 W).
Wzmacniacze operacyjne mogą być dowolne z tranzystorami polowymi na wejściu, napięcie zasilania od +/-6,5 V, zapewniające prąd wyjściowy co najmniej 3 mA dla DA1.1 i 30 mA dla DA1.2. Tranzystory - dowolna średnia moc, z h21E większymi niż 60. Jeśli są w pakiecie TO-220, to radiator nie jest potrzebny, a jeśli mniejszy, to dla każdego potrzebny jest radiator, zdolny do efektywnego rozproszenia 0,6 W. Diody Schottky'ego - dowolna mała moc o minimalnym napięciu przewodzenia (poniżej 0,4 V przy 2 mA), o pojemności złącza mniejszej niż 100 pF przy napięciu wstecznym 1 V. Kondensator C1 - folia (politereftalan etylenu), reszta - ceramiczny z dielektrykiem X7R i napięciem znamionowym 25 B (lub 50). Rezystor strojenia może być dowolnym małym rezystorem, ale bardziej niezawodne jest użycie rezystora wieloobrotowego. Zestawienie nieliniowego węzła OOS poprzez tranzystor FET, podłączony do założonego UMZCH, sprowadza się do zerowania na wyjściu wzmacniacza, gdy na jego wejście podany zostanie sygnał tonowy - sinusoida o częstotliwości 1 kHz - o amplitudzie kilku woltów mniej niż graniczne napięcie wyjściowe. Dokładniej, musisz ustawić takie samo napięcie, jak przy braku sygnału (kilka miliwoltów). Obciążenie (równoważne) musi być podłączone. Napięcie wyjściowe jest mierzone za pomocą miliwoltomierza prądu stałego podłączonego do wyjścia przez filtr dolnoprzepustowy (R = 10 kOhm, C = 1 μF). Sygnał testowy nie powinien zawierać więcej niż 1% parzystych harmonicznych. Proces strojenia można przyspieszyć, tymczasowo zmniejszając pojemność kondensatora C1 do 0,1 uF. Według dostępnych informacji, w szczególności z [13], taki węzeł może poprawić jakość dźwięku nagrań wykonanych na sprzęcie o dolnym limicie pasma znacznie wyższym niż 0,02 Hz. Najwyraźniej dzieje się tak za sprawą „obcinania” relatywnie powolnych pasożytniczych przesunięć sygnału w nagraniu zachodzących w obwodach różniczkowych (np. ścieżka [12] - patrz poniżej. Aby to zrobić, stała całkowania w kaskadzie na DA1.2 powinna być wystarczająco mała, ale nie na tyle mała, aby zauważalnie zmniejszyć zawartość niskich częstotliwości w odtwarzanym dźwięku przy niskim poziomie głośności. Dla schematu na ryc. 8, odpowiada to pojemności C1 rzędu 0,1 µF. Repeatery tego węzła powinny poeksperymentować zmieniając stałą całkowania przy różnych poziomach głośności. Idea „0 Hz”, a ściślej „prawie 0 Hz”, jako granicy częstotliwości pasma ścieżki dźwiękowej od mikrofonu do głośników, implikuje odrzucenie powszechnie stosowanych obwodów różnicujących niskie i podczerwone częstotliwości. -sygnały niskoczęstotliwościowe - kondensatory międzystopniowe i integratory w układzie OOS, które ze względów praktycznych mają stosunkowo małe wartości stałej czasowej. W wyniku zastosowania takich filtrów do niestacjonarnego sygnału (dźwięku, muzyki) wprowadzane są zniekształcenia liniowe, które wpływają negatywnie na subiektywny odbiór odtwarzanego dźwięku. na ryc. Rysunek 9 pokazuje, jak zmienia się symetryczny niestacjonarny sygnał podczas przechodzenia przez sześć obwodów różniczkowych pierwszego rzędu (gruba linia) o częstotliwości odcięcia o rząd wielkości niższej niż częstotliwość pierwszego okresu oscylacji sygnału. Wykładnicza część procesu przejściowego jest pokazana linią przerywaną. Zniekształcenia powstają na skutek wiodącego przesunięcia fazowego tworzonego przez filtr w obszarze LF, co prowadzi do „rozmycia” ataku dźwięku [14]. Oznacza to, że obwiednia drgań dźwięku jest zniekształcona, do której wrażliwość słuchu wzrasta wraz ze spadkiem częstotliwości, ponieważ w analizie sygnału w układzie słuchowym w obszarze LF przeważają czynniki czasu. Przesunięcie fazowe pomiędzy składowymi harmonicznymi dźwięku może również zmienić postrzeganie barwy [15]. W tym przypadku wzrasta amplituda sygnału, co zwiększa jego zakres dynamiki o kilka decybeli i odpowiednio zmniejsza zakres dynamiki toru o tę samą wartość, która jest tym większa, im wyższa jest częstotliwość graniczna WPF w stosunku do częstotliwość sygnału. W limicie wzrost amplitudy wynosi +6 dB na fali prostokątnej (w rzeczywistości zawsze jest mniejszy) Kolejna konsekwencja zaawansowanego przesunięcia fazowego wpływa pośrednio na jakość odtwarzania dźwięku. Polega ona na tym, że przesunięcie fazowe i zmiana amplitudy składowych LF i LF prowadzą do fluktuacji linii środkowej sygnału względem zera. Linia przerywana na ryc. 9 pokazuje „przesuwanie się” środkowej linii, której nie było w oryginalnym sygnale.
Aby zrozumieć związek tego „poślizgu” z pogorszeniem dźwięku, należy wziąć pod uwagę, że charakterystyka przenoszenia stopni wzmacniających, zwłaszcza końcówki mocy, jest nie tylko nieliniowa, ale z reguły ma niemonotoniczna nieliniowość (tj. ma miejsce FI). Oznacza to, że sygnał „ślizgając się” po charakterystyce przenoszenia ma zmienne widmo harmonicznych i intermodulacji, czyli nieliniowość względem sygnału staje się niestacjonarna. Ta ostatnia okoliczność, zgodnie z obserwacjami autora pomysłu E. Alyoshin, znacznie pogarsza jakość dźwięku, uniemożliwiając przystosowanie się słuchu do nieliniowości toru Kolejna negatywna konsekwencja „poślizgu” sygnału objawia się podczas konwersji elektroakustycznej. Kiedy taki „przesuwny” sygnał jest odtwarzany przez głowicę emitującą dźwięk, następuje przesunięcie widma dźwięku w wyniku efektu Dopplera. Podczas odtwarzania prawdziwego sygnału dźwiękowego powoduje to dodatkową modulację częstotliwości (detonację) dźwięku, co jak wiadomo również pogarsza subiektywną jakość odtwarzania dźwięku. Literatura:1. Wysoka wierność Sukhov N. UMZCH. - Radio, 1989, nr 6, s. 55-57; nr 7, s. 57-61.
Publikacja: radioradar.net
Maszyna do przerzedzania kwiatów w ogrodach
02.05.2024 Zaawansowany mikroskop na podczerwień
02.05.2024 Pułapka powietrzna na owady
01.05.2024
▪ Ładowarki mobilne do 7800 mAh ▪ Inteligentne samochody Nokia ▪ Prognozy technologiczne na najbliższe pięć lat ▪ Antena wykorzystująca fontannę wody morskiej ▪ Prototypowe elastyczne macki pneumatyczne
▪ sekcja witryny Warsztat domowy. Wybór artykułów ▪ artykuł Pascala Blaise'a. Biografia naukowca ▪ artykuł W którym mieście nadal funkcjonuje system poczty pneumatycznej? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł Rzeka Okawango. Cud natury ▪ artykuł Regulacja filtrów kwarcowych. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki ▪ artykuł Wędrujące prześcieradła. Sekret ostrości
Komentarze do artykułu: krzyżmo Tekst zawiera odniesienia do źródeł [x], ale samych źródeł nie ma. Диаграмма 2mir Dzięki, naprawiono.
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony