|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Dwukanałowy wąskopasmowy VCO do regulacji pasma przenoszenia filtrów kwarcowych. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Projektant radioamatorów Podczas sprawdzania i ustalania torów IF z filtrami kwarcowymi lub indywidualnymi filtrami kwarcowymi większość radioamatorów ma problem, skąd wziąć sygnał testowy. Nie zawsze jest możliwy pośredni pomiar parametrów za pomocą mikserów odbiorczych. Nie wszystkie dostępne i stosunkowo niedrogie precyzyjne, wielofunkcyjne oscylatory pomiarowe pokrywają zakres częstotliwości 30…90 MHz, w przeciwnym razie stabilność konwencjonalnych generatorów HF (z funkcją GKCh) nie pozwoli na dokładny pomiar i regulację charakterystyki filtrów kwarcowych . I najczęściej po prostu nie ma takiego sprzętu i nieuzasadnione jest kupowanie drogiego generatora tylko do tych prac. W artykule opisano dwukanałowy oscylator sterowany napięciem (VCO) o małym (kilkadziesiąt kiloherców) zakresie strojenia, częstotliwości środkowej 2...90 MHz, impedancji wyjściowej 50 Ω i sygnale wyjściowym o częstotliwości wahanie 100...300 mV. Urządzenie przeznaczone jest do pracy jako część miernika odpowiedzi częstotliwościowej zamiast GKCH, ale może także współpracować z innym generatorem sygnału piłokształtnego. Aby uzyskać stabilną pracę VCO, jako elementy ustalające częstotliwość zastosowano niedrogie i niedrogie rezonatory ceramiczne dla częstotliwości 2 ... 12 MHz i dalszego zwielokrotniania częstotliwości. Oczywiście nowoczesna baza elementów pozwoliłaby rozwiązać ten sam problem na generatorach DDS lub generatorach z PLL (z mikrokontrolerem i odpowiednim oprogramowaniem), ale wtedy złożoność takiego urządzenia przewyższałaby złożoność testowanego sprzętu. Dlatego celem było stworzenie prostego generatora z wykorzystaniem dostępnych elementów, a nie produkcja cewek indukcyjnych, a także wyregulowanie urządzenia za pomocą prostych przyrządów pomiarowych. Urządzenie podzielone jest na osobne jednostki funkcjonalne, które można zamontować lub nie, w zależności od potrzeb właściciela. Na przykład, jeśli masz wielofunkcyjny generator DDS, nie możesz zmontować generatorów i uzyskać końcowej częstotliwości za pomocą tylko mnożników częstotliwości i głównego filtra. Aby uniknąć niestabilnej pracy, w części wysokoczęstotliwościowej zalecam stosowanie wyłącznie mikroukładów CMOS serii 74ACxx. Płytka urządzenia (rys. 1) o wymiarach 100x160 mm została zaprojektowana w taki sposób, że może być wykonana jednostronnie (górna strona, na której umieszczone są wszystkie elementy oprócz zworek) lub dwustronnie , jeśli planujesz używać urządzenia na częstotliwościach powyżej 25 MHz. Numeracja elementów na schemacie i płytce rozpoczyna się od numeru przypisanego do węzła, w którym są zawarte. na ryc. 2 pokazano montaż elementów na jednostronnej wersji płytki. W tym przypadku piny mikroukładu w pakiecie DIP są lutowane od strony drukowanych przewodów, co wymaga szczególnej ostrożności.
Rezonatory ceramiczne mają dobrą krótkoterminową stabilność częstotliwości, co umożliwia wykorzystanie ich sygnału do ustawiania filtrów kwarcowych i wiarygodnego pomiaru ich stromych zboczy. Interrezonans takich rezonatorów jest o rząd wielkości większy niż w przypadku kwarcowych. Bez problemu można je podnieść z częstotliwością o +0,3 ... -2% wartości nominalnej. w tabeli. 1 przedstawia główne parametry rezonatorów piezoceramicznych zakupionych w 2015 roku w Rosji oraz ich zakres strojenia częstotliwości dla przypadku zbudowania generatora na elementach logicznych mikroukładu 74AC86. Tabela 1
1) P - rezonatory serii ZTA, PC - rezonatory serii ZTT (z wbudowanymi kondensatorami), D - dyskryminator (do stosowania w detektorach FM). 2) Z dwoma kondensatorami 280pF. 3) Z dwoma kondensatorami 20pF. Rezonatory ceramiczne dla wyższych częstotliwości (powyżej 13 MHz) są oczywiście produkowane w innej technologii, a ich zakres strojenia częstotliwości jest bardzo mały. Rezonatory serii ZTT mają wbudowane kondensatory, dlatego znacznie trudniej jest je dostroić pod względem częstotliwości i nie zawsze jest możliwe uzyskanie częstotliwości nominalnej. W tabeli. 2 pokazuje najczęstsze częstotliwości IF w różnych odbiornikach radiowych (RPU) i nadajnikach-odbiornikach, a także opcje generowania tych częstotliwości za pomocą rezonatorów ceramicznych. Analiza niezbędnych mnożników lub dzieleń ujawni potrzebę zastosowania mnożenia przez dwa, aby zwiększyć liczbę opcji i zapewnić jakość sygnału. Tabela 2
Aby zrozumieć działanie proponowanych mnożników częstotliwości, pokrótce przedstawię istotne parametry widm sygnałów wyjściowych logicznych elementów CMOS serii 74AC. Te szybkie elementy pracują przy napięciu zasilania 2…6 V, a bez obciążenia pojemnościowego minimalny czas trwania czoła impulsów wyjściowych wynosi 1 ns, co pozwala uzyskać istotne składowe widmowe do częstotliwość 250MHz. Jednocześnie impedancja wyjściowa elementów wynosi około 25 omów, co ułatwia uzyskanie znacznej energii ze składowych o wyższych harmonicznych. Charakterystyka przenoszenia elementów logicznych tej serii jest symetryczna, a stopień wyjściowy ma tę samą obciążalność i prędkość przełączania dla prądu wychodzącego i przychodzącego. Tym samym sygnał wyjściowy elementów logicznych i wyzwalaczy serii 74ACxx do częstotliwości 30 MHz można uznać za idealny, a wszystkie prawa matematyki związane z widmami sygnałów impulsowych można zastosować w praktyce z dużą dokładnością. Sygnał prostokątny o tym samym czasie trwania impulsu tи i pauzuje tп tzw. meander (współczynnik wypełnienia Q = T/tи \u2d XNUMX, gdzie T jest okresem powtarzania impulsu T \uXNUMXd tи+tп, ale czasami używany jest termin „współczynnik wypełnienia”, odwrotność cyklu pracy K \u1d XNUMX / Q), zawiera w widmie, z wyjątkiem pierwszej harmonicznej (F1 = 1/T – częstotliwość podstawowa) i harmoniczne nieparzyste (2n+ 1)F1, gdzie n = 1, 2, 3.... W praktyce tłumienie parzystych harmonicznych bez stosowania specjalnych środków może sięgać 40 dB, a aby uzyskać tłumienie do 60 dB, konieczne będzie zapewnienie długotrwałego stabilność parametrów elementów w czasie przy użyciu CNF i dodatkowej starannej regulacji. Doświadczenie pokazało, że dzielniki częstotliwości przez dwa (przerzutniki D i przerzutniki JK serii 74ACxx, a także dzielnik częstotliwości 74AC4040) przy częstotliwościach do 4 MHz zapewniają takie tłumienie do 60 dB. Przy częstotliwości wyjściowej 30 MHz spada do 30 dB, a przy częstotliwościach powyżej 100 MHz nie ma wyraźnego tłumienia parzystych harmonicznych. Dlatego fala prostokątna ma szczególne znaczenie w mnożnikach częstotliwości ze względu na względną czystość widma, co ułatwia kolejne filtry. Z tego powodu proponowane urządzenie zawiera elementy do regulacji symetrii sygnału. Niemal idealna charakterystyka wyjściowa elementów serii 74ACxx pozwala bez użycia analizatora widma, za pomocą elementów regulacyjnych, uzyskać pożądany kształt sygnału poprzez pomiar średniego napięcia stałego na wyjściu. Tłumienie parzystych harmonicznych do 40 ... 50 dB przy częstotliwościach do 20 MHz uzyskuje się bez problemów. Pomiar współczynnika wypełnienia (wypełnienia) sygnału wyjściowego można przeprowadzić za pomocą multimetru cyfrowego w trybie pomiaru napięcia stałego (Rvh ≥ 10 MΩ), bez zmiany granicy pomiaru (rys. 3). Najpierw kalibruje się multimetr, w tym celu podłącza się go przez rezystor o rezystancji 33 ... 100 kOhm do linii energetycznych (bezpośrednio do odpowiednich zacisków mikroukładu). Ponieważ rezystancja wejściowa multimetru wynosi 10 MΩ, jego odczyty (Uк) będzie o 0,3 ... 1% mniejsze niż napięcie zasilania. Rezystor wraz ze wszystkimi pojemnościami przewodów i wejściem multimetru tworzy filtr dolnoprzepustowy dla sygnału o wysokiej częstotliwości. Jeśli na wyjściu elementu logicznego pojawi się sygnał impulsowy z Q = 2, multimetr pokaże UO = 0,5 Uк. na ryc. 4 przedstawia widmo sygnału na wyjściu generatora mikroukładu 74AC86 bez specjalnych środków balansujących, tłumienie drugiej harmonicznej w stosunku do pierwszej wynosi około 36 dB. Nie jest to zbyt dobre do pracy z mnożnikami częstotliwości.
Jeśli złamiesz symetrię sygnału wyjściowego, możesz uzyskać tłumienie innych składowych widmowych. Na przykład przy Q = 3 (rys. 5) harmoniczne będące wielokrotnością trzech są tłumione w sygnale wyjściowym (rys. 6). Ustanowienie takiego trybu odbywa się również za pomocą multimetru, tylko konieczne jest uzyskanie średniego napięcia UO = 0,333 Uк (lub 0,666Uк). Ta opcja jest szczególnie interesująca, jeśli chcesz uzyskać pomnożenie przez dwa lub cztery. Przy wyższych harmonicznych koszty filtrów już utrudniają wdrożenie tej opcji.
Zatem fala prostokątna jest idealna do uzyskania nieparzystych harmonicznych sygnału, aż do siódmej. Wyższe są już mocno wytłumione i ich wydobycie wymagałoby skomplikowanych filtrów i wzmacniaczy. Drugą i czwartą harmoniczną najlepiej uzyskać przy współczynniku wypełnienia sygnału wyjściowego Q = 3. Jeśli w widmie potrzebne są wszystkie bliskie harmoniczne, należy dostosować Q = 2,41 (K = 41,5%). Tutaj następuje ważna uwaga. Czasami zdarza się, że zakłócenia pochodzące z lokalnego oscylatora PLL lub mikrokontrolera „wędrują” po odbiorniku. Umiejętny dobór współczynnika wypełnienia sygnału zegarowego pozwala na stłumienie części zakłócających harmonicznych. Ogólnie rzecz biorąc, ogólne tło harmonicznych sygnału zegarowego można zmniejszyć, jeśli jego współczynnik wypełnienia jest domyślnie ustawiony na dokładnie Q = 2. Proponowane urządzenie wykorzystuje głównie logiczne elementy CMOS pracujące w trybie liniowym. W tym celu wykorzystuje się tryb falownika (jeśli element jest dwuwejściowy, drugie wejście podłącza się do wspólnego przewodu lub linii energetycznej) i wprowadza się sprzężenie zwrotne DC (ryc. 7), aby utrzymać punkt pracy pośrodku zakresu charakterystyka przenoszenia. Rezystor R3 zapewnia OOS, a za pomocą rezystorów R1 i R2 można przesuwać położenie punktu pracy na charakterystyce przenoszenia. Schemat ten umożliwia również zrównoważenie elementów logicznych serii 74xCTxx, które posiadają próg przełączania około 1,2 V (przy napięciu zasilania 3,3 V). Kryterium poprawnego ustawienia jest ustalenie napięcia wyjściowego na poziomie 50% zasilania. Rezystancja rezystora R2 jest tak duża, jak to możliwe, aby miała mniejszy wpływ na obwody sygnału wejściowego.
Stromość charakterystyki przenoszenia odpowiada wzmocnieniu napięcia 30...40dB. Dlatego sygnał wejściowy o napięciu kilkudziesięciu miliwoltów już prowadzi do zmiany mocy wyjściowej od zera do maksimum. Aby zredukować szumy przy przełączaniu z jednego stanu do drugiego, konieczne jest zapewnienie na wejściu określonej prędkości narastania sygnału (dla serii 74ACxx ok. 125mV/ns). W tym przypadku istnieje dolna częstotliwość graniczna, przy której podczas przejścia przez aktywny odcinek charakterystyki nie występuje szum zakłócający ani samowzbudzenie. Jeśli na wejściu bramki włączony jest równoległy obwód LC, dozwolone są sygnały wejściowe o niższej częstotliwości bez generowania szumu. Przy napięciu zasilania 3,3 V przy częstotliwości 3 MHz minimalne wahania napięcia wynoszą 0,5 ... 1 V. Aby pracować na niższych częstotliwościach, należy zastosować elementy logiczne serii 74HCxx, MM74Cxx, 40xx. Na podstawie elementu EXCLUSIVE OR (IC 74AC86) można łatwo wykonać mnożnik częstotliwości przez dwa, jeśli sygnał zostanie podany bezpośrednio na jedno wejście, na drugie wejście poprzez linię opóźniającą bazującą na obwodzie RC (rys. 8). Jeżeli stała czasowa obwodu RC (τ) jest znacznie mniejsza od okresu powtarzania impulsów T, to przy każdym spadku napięcia wejściowego na wyjściu otrzymamy krótkie impulsy, czyli liczba impulsów (a co za tym idzie ich częstotliwość) będzie wynosić podwoił się. Wraz ze wzrostem opóźnienia (stała czasowa obwodu RC) na kondensatorze C1 sygnał staje się trójkątny, a jego amplituda maleje, przez co zmniejsza się dokładność przełączania i pogarsza się jakość sygnału - fronty „unoszą się” z szumem. Taki mnożnik pracuje stabilnie przy τ < 0,2T. Bardzo ważne jest dla niego, aby t1 = t2. W tym przypadku sygnał wejściowy ma charakter meandrowy (Q = 2), a wówczas sygnał o częstotliwości wejściowej zostanie wytłumiony na wyjściu mnożnika (do 40 dB).
Jeszcze czystsze widmo sygnału wyjściowego będzie w przypadku Q = 3 (rys. 9). W takim przypadku mnożnik „wyda” na wyjściu harmoniczne o częstotliwościach 2F1, 4F1, 8F1, 10F1, 14F1, 16F1 itp.). Praktyczne znaczenie mają tylko harmoniczne przy 2F.1 i 4F1oraz tłumienie harmonicznych o częstotliwościach F1, 3F1, 5F1 i 6F1 Pomaga. Przy tym ustawieniu wyjście powinno mieć wartość UO = 0,333 Uк.
Jeżeli zadaniem VCO jest wygenerowanie sygnału do założenia filtra kwarcowego, to może pojawić się pytanie, czy nie wystarczy podać sygnał impulsowy z wyjścia elementu logicznego bezpośrednio do filtra kwarcowego (poprzez rezystancyjny tłumik dopasowujący) )? Przecież sam filtr będzie tłumił inne harmoniczne. W niektórych przypadkach jest to możliwe, ale największym i najbardziej nieprzewidywalnym szkodnikiem jest główna harmoniczna o dużej mocy. Może łatwo „ominąć” filtr i spowodować powstanie dużej ilości sygnału tła w detektorze szerokopasmowym. Całkowita energia pozostałych harmonicznych jest również duża i konsekwencje są takie same. Ponadto wiele filtrów kryształowych wysokiej częstotliwości działa przy harmonicznych (głównie trzeciej), a jednocześnie ma fałszywe kanały transmisyjne w pobliżu częstotliwości podstawowej, przez które sygnał testowy może przedostać się i spowodować zniekształcenie pasma przenoszenia na ekranie, czego tak naprawdę nie ma. Dlatego też polecam nie rezygnować z filtra na wyjściu mnożnika częstotliwości – to jeden z najważniejszych elementów, który ostatecznie zadecyduje o jakości pracy na RPU. Dla przykładu na ryc. Rysunek 10 przedstawia widmo sygnału (patrz rysunek 4) po przejściu przez dwupętlowy filtr LC. Siódma harmoniczna (55846 kHz) pozostaje na wyjściu, piąta jest tłumiona o 30 dB, a główna o ponad 42 dB, więc w niewielkim stopniu będą zakłócać pomiary wysokiej jakości.
Schemat blokowy generatora pomiarowego przedstawiono na rys. 11. Obwód zapewnia dwa generatory (G1, G2) o tej samej konstrukcji w celu rozszerzenia funkcjonalności urządzenia. Po nich następuje mnożenie częstotliwości pośredniej w mnożniku częstotliwości U1 lub mnożniku częstotliwości U2. Mnożnik to jeden, dwa, trzy lub cztery. Ponadto w mnożniku-dzielniku U1 częstotliwość sygnału można podzielić przez dwa lub cztery przed mnożeniem. W mikserze na wyjściu elementu DD1 i za filtrem dolnoprzepustowym Z3 (częstotliwość odcięcia - 100 kHz) generowany jest sygnał o częstotliwości F = | n1Fgong1 - n2Fgong2|. Mikser działa również na harmonicznych.
W modulatorze pracują elementy DD2, DD3, Z1 i Z2, które tworzą niezbędny cykl pracy sygnału dla ostatniego stopnia powielania. Przy cyklu pracy Q = 2 elementy Z1 i Z2 nie są potrzebne. DD4 i DD5 pracują jako wzmacniacze buforowe, dodatkowo można je modulować impulsowo. Generator G3 generuje krótkie impulsy symulujące szum impulsowy, jest aktywowany wysokim poziomem sygnału SPON. Jeśli jego częstotliwość zostanie zmniejszona 100 ... 1000 razy (poprzez zwiększenie pojemności odpowiednich kondensatorów), możliwe jest dostosowanie dynamiki AGC lub tłumika szumów w RPU. Za pomocą filtrów Z4 i Z5 wybiera się żądaną harmoniczną, a wzmacniacze A2 i A3 nadają sygnałom wymagany poziom. Sygnał złożony można wygenerować na wyjściu GEN-3 za pomocą zworek S1 i S2. Zasilacz (PSU) dostarcza napięcie 3,3 V do węzłów urządzenia, jest też wyjście napięciowe +3,9 V do zasilania testowanych urządzeń małej mocy (TECSUN, odbiorniki radiowe DEGEN itp.) Napięcie +5 V z puszki USB być zasilany do wejścia zasilania - portu lub ładowarki telefonu komórkowego, jak również z niestabilizowanego zasilacza sieciowego o napięciu wyjściowym 5...15 V. Prąd pobierany przez urządzenie zależy od częstotliwości generatorów i nie przekracza 70 mA w całym zestawie. oscylatory główne Obwód VCO dla wariantu o częstotliwościach wyjściowych 55845 i 34785 kHz pokazano na ryc. 12. W przeciwieństwie do prostego, dobrze znanego obwodu „komputerowego” oscylatora kwarcowego opartego na elementach logicznych, do strojenia częstotliwości stosowane są tutaj zespoły varicapów VD100, VD101 (VD200, VD201). W każdym zespole sygnału RF żylaki są połączone szeregowo. Pozwala to na zmniejszenie napięcia sygnału na każdym z nich i przyłożenie stosunkowo małego napięcia sterującego.
Wybór żylaków zależy od trybu pracy rezonatora. Jeśli oscylator główny (MG) ma pracować z częstotliwością (Fзг), która jest wyższa lub zbliżona do częstotliwości nominalnej rezonatora, odpowiednie są varicaps o maksymalnej pojemności do 40 pF (KV111, BB304). Jeśli planujesz odbudować częstotliwość o kilkadziesiąt kiloherców poniżej wartości nominalnej, na płycie znajdują się miejsca na montaż dodatkowych zespołów tego samego typu. A jeśli częstotliwość jest już o 100 kHz mniejsza niż nominalna, wymagane będą varicaps, w których przy napięciu 2 V pojemność wynosi około 150 pF (BB212). Za pomocą kondensatorów dostrajających C102, C107 (C202, C207) można przesuwać zakres skanowania częstotliwości w zależności od sygnału sterującego na wejściu „SCAN-1” („SCAN-2”). Na wejście sterowania częstotliwością „SCAN-1” („SCAN-2”) można podać napięcie sterujące o wartości 0 ... 15 V. W takim przypadku napięcie na żylakach będzie się wahać od 1,65 do 9,15 V, a Charakterystyka modulacyjna VCO ma zadowalającą liniowość. Aby aktywować (włączyć) generator, należy założyć zworkę S100 „EN1” (S200 „EN2”). Rezystor trymera R106 (R206) służy do zrównoważenia sygnału wyjściowego - uzyskania meandra. Na elemencie DD100.3 (DD200.3) można zamontować stopień buforowy lub mnożnik częstotliwości przez dwa. W pierwszym przypadku wystarczy nie instalować rezystora R111 (R211). Po drugie, aby uzyskać sygnał najlepszej jakości przy określonej częstotliwości, wymagany będzie wybór kondensatora C109 (C209). Wartość pojemności tego kondensatora wskazana na schemacie nadaje się do mnożenia od 3 do 6 MHz i można ją proporcjonalnie zmieniać dla innych częstotliwości wyjściowych od 2 do 16 MHz. Kondensator trymera C108 (C208) ustawia maksymalną czystość widma sygnału wyjściowego (optymalny współczynnik wypełnienia Q = 3). W pierwszym ZG dzielniki częstotliwości montowane są na wyzwalaczach DD101.1 i DD101.2, a za pomocą przełączników S100.1 - S100.4 na wyjściu (XT100) można ustawić sygnał o częstotliwościach 0,25Fзг, 0,5Fзг, F.згi 2Fзг. Jeśli nie ma potrzeby przełączania częstotliwości, zamiast przełączników należy zainstalować wymaganą zworkę i nie instalować układu DD101. Tryb mnożenia szerokopasmowego przez dwa osiąga się dzięki obwodowi RC R111, C108, C109 (R211, C208, C209). Do izolowania sygnału o wymaganej częstotliwości zastosowano obwód LC składający się z elementów L100, L101, C113 i C114 (L200, L201, C213 i C214). Aby podkreślić drugą harmoniczną, stosunek indukcyjności cewek L101 i L100 (L201 i L200) powinien wynosić 3: 1, aby podkreślić czwartą - 6: 1, a dla trzeciej (Q \u2d 4) - około 1 : 3. Dla częstotliwości 5 ... 10 MHz całkowita indukcyjność powinna wynosić 6 ... 20 μH, dla częstotliwości 2 MHz - około 114 μH. Obwód jest dostrojony do rezonansu za pomocą kondensatora trymera C214 (C117). Niepożądane jest określanie rezonansu poprzez kontrolowanie amplitudy sygnału bezpośrednio w samym obwodzie ze względu na wpływ urządzenia pomiarowego. Najlepiej to zrobić, jeśli za pomocą rezystora R214 (R100.4) lekko „przełamujesz” meander na wyjściu elementu DD200.4 (DD2), a następnie przy rezonansie (jest to maksymalna amplituda sinusoidy sygnał wyjściowy), współczynnik wypełnienia sygnału wyjściowego zbliża się do Q = 2, wówczas rezystor ten ustawia dokładną wartość Q = 101 na wyjściu XT201 (XTXNUMX). Podczas pracy na częstotliwości podstawowej elementy tego obwodu LC i elementy równoważące nie są instalowane, a wyjście elementu DD100.3 (DD200.3) jest bezpośrednio podłączone do wejścia DD100.4 (DD200.4) element. Rezystory R106 i R206 ustawiają Q = 2 na wyjściu XT101 (XT201). Modulator Elementy DD301.1 i DD301.3 modulatora są konfigurowane w zależności od pożądanego mnożnika częstotliwości, co wymaga dokładnego ustawienia Q = 2 we wcześniejszych etapach. Podczas mnożenia przez nieparzystą liczbę razy nie jest konieczne ustawianie obwodów opóźnienia RC, a ten sam sygnał jest podawany na oba wejścia (R307, R309, C302-C305 nie są ustawione). Aby pomnożyć przez dwa lub cztery, obwody te ustawiają Q = 3 na pinie 11 elementu DD301.1 i na pinie 3 elementu DD301.3. W elemencie DD301.2 (DD301.4) przeprowadzana jest modulacja impulsowa. Z wyjścia przez rezystor R400 (R500) sygnał trafia do głównego filtra. Dlatego płyta bezpośrednio z tym elementem przewiduje instalację dwóch kondensatorów blokujących. Bez nich będzie zauważalny wpływ na inne węzły przez linie energetyczne. Na płytce znajdują się rezystory R308, R310 i R311, podłączone do wspólnego przewodu lub linii zasilającej, które można wykorzystać, jeśli na te wejścia będzie sygnalizowana z zewnętrznego źródła. Na chipie DD300 zamontowany jest generator impulsów, który generuje sygnał o współczynniku wypełnienia do Q ≈ 1000. Częstotliwość sygnału modulującego w zakresie 0,1 ... 1 kHz ustalana jest przez rezystor R301. Czas trwania impulsu (8...80 μs) ustawiany jest za pomocą rezystora R302. Takie parametry są optymalne do konfiguracji systemów tłumiących szumy. Ustawienie zworki „SPON” powoduje aktywację modulacji impulsowej sygnałów RF. Dla wygody pracy z oscyloskopem generowany jest sygnał „SYNC” o amplitudzie 1 V. Aby sprawdzić odpowiedź AGC lub blokady szumów w RPU, musisz zmienić parametry taktowania modulacji. Aby to zrobić, wybiera się kondensatory C300 i C301, ich pojemność może się znacznie różnić, dopuszczalne jest stosowanie kondensatorów tlenkowych, biorąc pod uwagę ich polaryzację (minus - do wspólnego przewodu). Filtr główny Najsilniejsza składowa widmowa występuje przy częstotliwości podstawowej MO i należy ją wyeliminować przede wszystkim ze względu na jej stosunkowo dużą moc. Dlatego główny filtr dwuobwodowy na elementach L400-L403 i C402-C407 (L500-L503 i C502-C507) „zaczyna się” od cewki indukcyjnej L400 (L500). W porównaniu z opcją z kondensatorem, przy tej samej liczbie elementów, można uzyskać wzmocnienie tłumienia pierwszej harmonicznej o 10...16 dB. Wybór kondensatora C404 (C504) ustanawia połączenie między obwodami nie bardziej krytycznymi. W przybliżeniu jego pojemność powinna być 20 ... 30 razy większa niż pojemność kondensatora pętli C.к = C402 + C403 (C502 + C503). Zapewnia to optymalne tłumienie zakłócających harmonicznych. Wartości znamionowe elementu podano dla częstotliwości strojenia filtra około 35 (56) MHz. Pasmo przenoszenia tych filtrów pokazano na rys. 13. 14 i ryc. odpowiednio XNUMX. Można zmienić częstotliwość strojenia filtra, na przykład ją zmniejszyć, proporcjonalnie zwiększając indukcyjność cewek i pojemność kondensatorów filtrujących.
Dla zakresu częstotliwości 4...90 MHz można zastosować dławiki serii EC-24. Kondensator C407 (C507) jest dobrany tak, aby uzyskać wahania napięcia na tranzystorze - 30 ... 60 mV. W przypadku opcji częstotliwości środkowej 10,7 MHz można obejść się nawet bez cewek. Zamiast głównego filtra LC, z toru IF odbiornika VHF instalowany jest filtr piezoelektryczny o szerokości pasma 180…350 kHz. Schemat jego podłączenia w drugim kanale pokazano na ryc. 15. Nominalna rezystancja rezystora R500 (820 omów) jest wskazana dla przypadku sygnału o częstotliwości 3566 kHz. Jeśli częstotliwość wynosi 2 ... 3 MHz, rezystancję należy zmniejszyć do 620 omów. Rezystory R2-R4 zapewniają rezystancję obciążenia 330 omów dla filtra ZQ1, co jest ważne, aby zapewnić minimalną nierówność odpowiedzi częstotliwościowej w zakresie częstotliwości 10700 ± 50 kHz. Rezystor R4 zwiększa stabilność wzmacniacza przy wysokich częstotliwościach.
Wzmacniacz na tranzystorze VT400 (VT500) (patrz ryc. 12) przy obciążeniu 50 omów zapewnia sygnał o wahaniu do 300 mV. Aby jednocześnie zapewnić tryb liniowy, prąd kolektora tranzystora powinien wynosić około 10 mA, ustawia się go poprzez dobór rezystora R401 (R501). Wzmocnienie wynosi około 14 dB (5 razy). Aby wyregulować filtr za pomocą multimetru, na wyjściu wzmacniacza zainstalowany jest detektor diodowy VD400 (VD500). Dioda 1N4148 pracuje zadowalająco do 45 MHz. W przypadku wyższych częstotliwości pożądane jest stosowanie diod germanowych o małej mocy i wysokiej częstotliwości lub diod Schottky'ego (seria BAT lub BAS). Dostosuj filtr do maksymalnego sygnału na wyjściu detektora. Obwód sumatora (L504, C512-C515, R507-R509) nie wskazuje wartości elementów, ponieważ układ jest w dużym stopniu zależny od konkretnego zadania. Daje to szerokie możliwości sumowania sygnałów. Sumator nie może zastąpić wysokiej jakości generatora dwóch częstotliwości do pomiaru zniekształceń intermodulacyjnych i IP3, ponieważ oba sygnały „przeszły” już w modulatorze przez wspólne piny zasilania układu DD301. Niemniej jednak takie zniekształcenia można zmierzyć do 30 dB, co w większości przypadków wystarczy, aby wyregulować węzły RF w celu uzyskania minimum zniekształceń. Mikser na chipie DD700 jest przeznaczony przede wszystkim do tworzenia znacznika częstotliwości na ekranie oscyloskopu podczas badania odpowiedzi częstotliwościowej filtra. W tym przypadku jeden generator działa jako odniesienie bez skanowania, a jego częstotliwość mierzona jest za pomocą miernika częstotliwości. Gdy częstotliwość oscylatora skanującego jest równa częstotliwości oscylatora skanującego, powstaje dudnienie zerowe, które jest dobrze widoczne na ekranie. Tą metodą w skromnym domowym laboratorium można dość precyzyjnie dostroić filtr do wymaganej częstotliwości. Ale mikser może być używany do innych celów. Ponieważ działa dobrze na wszystkich harmonicznych, możliwe jest zaimplementowanie siatki znaczników (jak w mierniku odpowiedzi częstotliwościowej X1-48 i podobnych). W zależności od konkretnego zadania będziesz musiał wybrać parametry filtra dolnoprzepustowego R700, C700, R701, C701. Jeśli do miksera zostanie podany tylko jeden sygnał (wyłącz drugi generator), sygnał ten będzie na wyjściu. Przykłady wdrożenia VCO Wybierając wariant, należy wziąć pod uwagę obecność rezonatorów, a zawsze bardziej preferowane są warianty z zastosowaniem pośredniego dzielnika częstotliwości przez dwa (lub cztery) lub mnożenie przez dwa (przy Q = 3). Powodem tego jest brak w widmie pośrednim (styki XT400 i XT500) pierwszej harmonicznej środka ciężkości, co eliminuje reakcję zwrotną na generator („skoki” częstotliwości przy zmianie obciążenia). W przypadku filtrów kwarcowych trzeciej harmonicznej pożądane jest unikanie opcji z pomnożeniem przez trzy w drugim mnożniku. W oscylatorze głównym, dzięki zastosowaniu mikroukładów serii 74AC86 lub 74NS86, możliwe jest przesunięcie interwału pracy rezonatorów o kilkadziesiąt kiloherców. Na 74AC86 częstotliwość będzie zawsze nieco wyższa, a stabilność częstotliwości jest zauważalnie lepsza. W przypadku mikroukładów 74NS86 próg charakterystyki przenoszenia jest przesunięty do 33% napięcia zasilania, co jest niewygodne w przypadku realizacji opcji ze złożonymi konwersjami pośrednimi. 4433 кГц Filtry dla tej częstotliwości w większości przypadków wykonywane są na bazie rezonatorów kwarcowych do dekoderów PAL. Takie filtry są popularne wśród radioamatorów, ponieważ rezonatory są dostępne i stosunkowo tanie, a w jednej partii mają niewielki rozrzut parametrów. Robią całkiem „poważne” filtry SSB/CW. Dobrą opcją zapewniającą wysoką stabilność jest użycie rezonatora o częstotliwości 3580 kHz (dostrojonego do 3546 kHz), a następnie podzielenie przez cztery i pomnożenie przez pięć. 5500 кГц Możesz wygenerować sygnał o częstotliwości 5500 kHz, jeśli zastosujesz w MO rezonator o częstotliwości 11 MHz, a następnie podzielisz częstotliwość przez dwa. W tym przypadku uzyskujemy czyste widmo i słaby wpływ na MO. Zamiast głównego filtra LC można zainstalować filtr piezoelektryczny o częstotliwości 5,5 MHz, używany w ścieżce dźwiękowej telewizora (patrz ryc. 15). 8814...9011 kHz Częstotliwość z zakresu 8814...9011 kHz można uzyskać stosując rezonatory o częstotliwości 6 (12) MHz, a następnie dzieląc ją przez dwa (cztery) i mnożąc przez trzy. Można też zastosować rezonator o częstotliwości nominalnej 3580 kHz, dostroić go do zakresu 3525...3604 kHz, następnie podzielić częstotliwość przez dwa i pomnożyć przez pięć. Rezonatory o częstotliwości nominalnej 3 MHz nie są najlepszą opcją, ponieważ trzecia harmoniczna ZG wpada w ten zakres, gdy jest używana. 10700 кГц Dzięki rezonatorowi dyskryminatora o częstotliwości 10700 kHz w MO można natychmiast uzyskać wymagany sygnał, ale wzajemny wpływ MO i wyjściowego UHF może zepsuć wynik pomiaru odpowiedzi częstotliwościowej filtrów SSB przy bardzo stromych zboczach. Najlepszy wynik można uzyskać z rezonatorem 3,58 MHz (dostrojonym do 3567 kHz) i pomnożonym przez trzy. Przy rezonatorze 4300 kHz (dostrojonym do 4280 kHz), a następnie dzieląc przez dwa i mnożąc przez pięć, otrzymujemy bardzo stabilny sygnał do ustawienia filtrów SSB. Zgodnie z doświadczeniem, w tym celu należy kupić kilka rezonatorów, ponieważ mają one spadki impedancji w zakresie częstotliwości 3,5 ... 4,5 MHz i wybrać najbardziej „gładki”. 21400 кГц Stosując rezonator o częstotliwości 3,58 MHz (strojenie do 3567 kHz) i mnożąc przez dwa, otrzymujemy sygnał o częstotliwości 7133 kHz, trzecia harmoniczna (21400 kHz) zostanie wybrana przez filtr główny. Dobrze sprawdzi się także rezonator dyskryminacyjny o częstotliwości 10700 kHz z późniejszym podwojeniem. Aby to zrobić, użyj elementu DD301.1 i ustaw na jego wyjściu Q = 3 (R307 = 1 kOhm, C302 + C303 = 15 pF) (ryc. 16).
Podczas regulacji za pomocą multimetru można uzyskać tłumienie sygnału przy częstotliwości 32100 kHz o co najmniej 40 dB. Za pomocą analizatora widma tłumienie można regulować do 50 dB. Jakość sygnału za filtrem głównym pozwoli zmierzyć pasmo przenoszenia filtrów w zakresie do 80...90 dB. 34875 кГц Częstotliwość 34875 kHz najlepiej uzyskać stosując rezonator 10 MHz w MO i dostrajając go do 9939 kHz, a następnie dzieląc przez dwa i mnożąc przez siedem. Drugą opcją jest ustawienie rezonatora na częstotliwość 3,58 MHz (strojenie na 3487 kHz) z pośrednim pomnożeniem przez dwa i końcowym pomnożeniem przez pięć. Ta opcja jest dobra, ponieważ filtr lepiej wybiera piątą harmoniczną niż siódmą. Z pewnością wymagane będzie ostrożne ustawienie Q = 2. 45 MHz Na pierwszy rzut oka istnieje wiele opcji tej częstotliwości, ale większość wymaga końcowego pomnożenia przez trzy, co nie zawsze jest dobre. Najlepsze opcje to najpierw uzyskać 9 MHz (potem pięć) lub 6428 kHz (potem siedem). Częstotliwość 9 MHz można osiągnąć stosując rezonator dyskryminacyjny na częstotliwości 4500 kHz ze wstępnym podwojeniem częstotliwości lub z rezonatorami 3, 6, 12 MHz podzielonymi przez dwa (cztery) i pomnożonymi przez trzy. Filtr pośredni 9 MHz w przypadku mnożenia częstotliwości przez dwa jest realizowany za pomocą cewek indukcyjnych L100 = 1,5 μH i L101 = 4,7 μH. Mnożąc częstotliwość przez trzy, musisz ustawić L100 = 1 μH, kondensator C113 = 39 pF. W przypadku rezonansu na wejściu elementu DD100.4 występuje sygnał 1,5 V, co wystarcza do wyzwolenia elementu logicznego. Głównym warunkiem uzyskania czystego widma przy mnożeniu częstotliwości przez trzy jest sygnał z ZG o Q = 2. Jeśli sygnał pochodzi z wyjścia dzielnika częstotliwości na wyzwalaczu DD101.1 lub DD101.2, tak się stanie automatycznie. Bez dzielnika należy ustawić sygnał ZG na Q = 2. Po pomnożeniu przez dwa należy również uzyskać sygnał z Q = 2 na wyjściu elementu DD100.1 i ustawić Q = 100.3 w mnożniku ( wyjście elementu DD3) za pomocą kondensatora C108. Następnie dostrój filtr do rezonansu. W tym celu należy najpierw za pomocą rezystora R117 zaburzyć równowagę elementu DD100.4, aby na wyjściu elementu DD100.4 uzyskać sygnał o zmiennym współczynniku wypełnienia (rys. 17). Różne czasy trwania impulsów wynikają z faktu, że przy częstotliwości 9 MHz nowa energia wchodzi do obwodu dopiero co trzeci impuls.
Ustawiając filtr na rezonans, otrzymujemy sygnał, którego współczynnik wypełnienia jest już bliższy Q=2 (rys. 18). W przypadku rezonansu odczyt multimetru jest możliwie najbliższy 50% wartości brytyjskiej. Przy pełnym obrocie kondensatora trymera powinniśmy dwukrotnie zauważyć to zjawisko i jednocześnie odnotować czysty sygnał o częstotliwości 9 MHz na wyjściu.
Na koniec za pomocą rezystora R117 przywracane jest Q = 2. Sprawdź to za pomocą multimetru na styku XT400, ustawiając napięcie na dokładnie 50% wartości brytyjskiej. W takim przypadku należy tymczasowo wyłączyć kolejny filtr. W tym przypadku na pinie XT400 otrzymamy sygnał pośredni o częstotliwości 9 MHz, w którym nawet harmoniczne są tłumione o 40 dB, a przemnożenie przez 45 MHz nie sprawia większych trudności. 55845 кГц Rozwiązaniem tego problemu będzie rezonator o częstotliwości 8 MHz (dostrojenie do 7978 kHz). Jednak w celu stłumienia harmonicznych parzystych oraz piątej i dziewiątej harmonicznej konieczne będzie ostrożne ustawienie Q = 2 na wejściu głównego filtra. Inną opcją jest zastosowanie rezonatora o częstotliwości 3680 kHz (dostrojonej do 3723 kHz) z pośrednim mnożeniem przez trzy (11169 kHz), a następnie przez pięć. 60128 кГц Najłatwiejszą opcją jest użycie rezonatora 12 MHz (dostrojonego do 12026 kHz) pomnożonego przez pięć. Możesz zastosować rezonator do częstotliwości 6 MHz, stosując wstępne pomnożenie przez dwa. Filtr pośredni dla częstotliwości 12 MHz składa się z cewek indukcyjnych L100 = 1 μH i L101 = 3,3 μH, kondensatora C113 = 33 pF. 64455 i 65128 kHz Zastosowanie rezonatora dyskryminującego na częstotliwości 6,5 MHz (dostrojenie do 6445 kHz) prawdopodobnie zapewni najlepszą opcję pod względem dostępności i stabilności. Mnożąc przez dwa i pięć „przechodzimy” do częstotliwości 64455 kHz. Aby uzyskać częstotliwość 65128 kHz, dostrajamy ZG do częstotliwości 6,513 MHz. W przypadku filtra pośredniego o częstotliwości 13 MHz (po pomnożeniu przez dwa) należy ustawić L100 \u0,82d 101 μH i L2,2 \u113d 39 μH, kondensator CXNUMX \uXNUMXd XNUMX pF. 70200 i 70455 kHz Najprostszą opcją jest użycie rezonatora na częstotliwości 10 MHz w MO (ustawienie 10030, 10065 kHz). Ale nie wszystkie rezonatory „dojdą” do częstotliwości 10050 kHz. Aby uzyskać częstotliwość 70455 kHz, można zastosować rezonator o częstotliwości 3,58 MHz (dostrojenie do 3523 kHz). Po pomnożeniu przez cztery „wychodzimy” do częstotliwości 14091 kHz i następnie mnożymy przez pięć. Rozważmy tę opcję bardziej szczegółowo, ponieważ wymaga ona starannej regulacji krok po kroku. Najpierw musisz uzyskać Q \u2d 118 w ZG, zaleca się zwiększenie rezystancji rezystora R215 (R330) do 3 kOhm, aby zwiększyć długoterminową stabilność ustawienia. Następnie na wyjściu pierwszego mnożnika należy ustawić Q = 14, aby uzyskać maksymalny poziom harmonicznych parzystych. Filtr pośredni jest dostrojony do częstotliwości 100 MHz. Aby to zrobić, ustaw L0,18 = 101 μH i L1 = 113 μH, kondensator C100 = 114 pF, C6 - trymer 30 ... 212 pF, rezystor R820 = 7 omów. Obwód ma wysoki współczynnik jakości, a linia widmowa przy częstotliwości 40 MHz jest tłumiona o 117 dB. Po zrównoważeniu rezystorem R70 otrzymujemy widmo, w którym nie ma równych harmonii z sygnału głównego, a sygnał o częstotliwości 26 MHz jest o XNUMX dB wyższy niż wszystkie pozostałe. Filtr wyjściowy jest ustawiony na L400 = 27 nH (wielkość 0805 lub 0603). Cewki pętli (L401 i L402) - 0,47 μH każda (cewki EC-24) i kondensatory - o łącznej pojemności 11 pF. Całkowita pojemność kondensatora C404 wynosi 250 pF, C407 = 82 pF. Otrzymana szerokość pasma wynosi około 2 MHz, sygnał o częstotliwości 14 MHz jest o 40 dB mniejszy niż sygnał o częstotliwości 70 MHz, przy częstotliwości 42 MHz tłumienie względne wynosi 46 dB, przy częstotliwości 140 MHz wynosi 26dB. Huśtawka sygnału wyjściowego („GEN1”) - 400 mV. Krótkoterminowa niestabilność częstotliwości wynosi około ±50 Hz. Przez 10 minut częstotliwość zmienia się powoli w zakresie ±200 Hz. Wartości te można zmniejszyć poprzez ekranowanie, ponieważ prądy powietrza w pomieszczeniu mają zauważalny wpływ. To wystarczy, aby ustawić filtry o szerokości pasma większej niż 5 kHz. Zależność częstotliwości od rezystancji obciążenia praktycznie nie jest widoczna. Wariant z rezonatorem dla częstotliwości 10 MHz okazał się 2...3 razy stabilniejszy. Prawdopodobnie na tym przykładzie przeszliśmy przez „liceum” pracy nad RF z elementami logicznymi CMOS serii 74AC i dobrze „poczuliśmy” ograniczenia tej techniki przy wdrażaniu mnożników dla wysokich częstotliwości przy minimalnych środkach. 80455 кГц Przy rezonatorze 8 MHz (dostrojonym do 8045 kHz) i podwojeniu częstotliwości pierwotnej otrzymujemy 16090 kHz. Późniejsze pomnożenie przez pięć da pożądany wynik. 90 MHz Najbardziej niezawodną opcją jest użycie rezonatora o częstotliwości 12 MHz. Pośrednie dzielenie przez dwa da stabilny sygnał o częstotliwości 6 MHz z tłumieniem parzystych harmonicznych do 50 dB. Po wstępnym pomnożeniu przez trzy uzyskamy częstotliwość 18 MHz. W tym przypadku w filtrze pośrednim (przy 18 MHz) instaluje się cewki indukcyjne L100 = 0,56 μH i L101 = 2,2 μH oraz kondensator C113 = 12 pF. Przy częstotliwości 90 MHz tranzystor KT368AM działa dobrze i wydaje sygnał o wahaniach 400 mV i 200 mV do obciążenia 50 omów bez obciążenia. Druga harmoniczna (180 MHz) występuje w paśmie UHF i jest tłumiona o 20 dB. Filtr główny ma L400 = 15 nH (rozmiar 0805), L401 = L402 = 0,27 μH (EC-24), pojemności pętli 11 pF, kondensatory C404 = 300 pF, C407 = 68 pF. na ryc. 19 przedstawia odpowiedź częstotliwościową tego filtru o szerokości pasma 4 MHz na poziomie 3 dB. W tej wersji uzyskano doskonałą stabilność krótkotrwałą, a podczas pierwszej godziny pracy częstotliwość rosła płynnie o 1 kHz, jeśli płytka VCO została zainstalowana w zamkniętej obudowie. Następnie częstotliwość zmienia się powoli w zakresie ±100 Hz.
135,495 MHz Aby osiągnąć tak wysoką częstotliwość, lepiej zastosować rezonatory kwarcowe o częstotliwości 15…20 MHz (pierwsza harmoniczna), które zapewniają strojenie 5…8 kHz. Ale będzie bardziej niezawodne, jeśli zastosujesz sygnał z budżetowego generatora DDS o częstotliwości 9022 lub 15055 kHz na wejście elementu DD100.1 (DD200.1). Aby uzyskać wystarczający poziom sygnału przy 135 MHz, należy dążyć do uzyskania odpowiednio wysokiej częstotliwości po pierwszym przemnożeniu (27 lub 45 MHz). Filtr wyjściowy można zaimplementować na filtrze HDF135-8 SAW, który ma dobre tłumienie przy częstotliwościach do 100 MHz. Aby to dopasować, należy na jego wyjściu zainstalować obwód RC (1 pF + 68 Ohm) i od strony modulatora (DD301) zastosować tłumik rezystancyjny, aby zapewnić impedancję 50 Ohm. Sygnały do 240 MHz Na tym przykładzie chcę pokazać potencjał zastosowanych elementów. Na przykład ZG działa na częstotliwości 12 MHz. Mnożnik w DD100.3 jest ustawiony na Q = 3 i wysyła impulsy 24 MHz do obwodu LC. Bardzo ważne jest dokładne dostrojenie filtrów za pomocą analizatora widma (lub z takim samym sukcesem - multimetru). Technika strojenia jest taka sama jak w przypadku filtra 9 MHz, ale L100 = 0,56 μH i L101 = 2,2 μH, kondensator C113 = 6,8 pF. Na wyjściu (XT400) podawany jest sygnał o widmie, w którym tłumione są harmoniczne nieparzyste od 50 do 24 MHz (co najmniej 300 dB) (ze względu na dobrą topologię płytki wokół DD301). Sygnał przy 168 MHz jest o około 18 dB słabszy od sygnału głównego (24 MHz), a przy 240 MHz nadal występuje znaczny poziom (-26 dB). Proponowany VCO można wygodnie zastosować w połączeniu z generatorem napięcia piłokształtnego i detektorem logarytmicznym (chip AD8307). Działanie elementów CMOS w RF w połączeniu z obwodami LC otwiera unikalne możliwości w rozwoju sprzętu QRP. Elementy logiczne serii 74AC charakteryzują się niskimi szumami fazowymi, jeśli przy częstotliwościach 20 ... 120 MHz na ich wejście zostanie podany sygnał sinusoidalny o amplitudzie równej napięciu zasilania. Mniej nadają się do tego elementy serii 74HC. Dodatkowe informacje oraz rysunki PCB w różnych formatach: ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip. Autor: Ayo Lohni
Nowy sposób kontrolowania i manipulowania sygnałami optycznymi
05.05.2024 Klawiatura Primium Seneca
05.05.2024 Otwarto najwyższe obserwatorium astronomiczne na świecie
04.05.2024
▪ Projektor krótkoogniskowy DuraCore ProScene ▪ Odkryto przyczynę świeżego zapachu lasu po deszczu ▪ Dwadzieścia cali organicznych ▪ 793 Elektryczna ciężarówka górnicza
▪ część strony internetowej Garland. Wybór artykułów ▪ artykuł Cichy anioł przeleciał. Popularne wyrażenie ▪ Na czym polegała wyjątkowość kultury starożytnej Grecji? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł stróża. Standardowe instrukcje dotyczące ochrony pracy ▪ artykuł Lakier do kaloszy gumowych. Proste przepisy i porady
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony