|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Sterowanie tranzystorami polowymi w przetwornicach impulsowych. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Projektant radioamatorów Jak wiadomo, zastosowanie potężnych tranzystorów polowych zamiast bipolarnych w impulsowych przetwornikach napięcia zapewnia szereg korzyści. Można o tym przeczytać w literaturze specjalistycznej, jednak po pierwsze jest ona praktycznie niedostępna dla przeciętnego czytelnika, a po drugie zagadnienia sterowania potężnymi tranzystorami polowymi są w niej przedstawione z reguły w ogólnej formie, bez odniesienia do konkretnych obwodów brakuje szczegółowego opisu pracy przetworników. Autor artykułu przybliża specyfikę zastosowania tranzystorów polowych w tego typu urządzeniach. Tranzystory polowe o strukturze MIS z indukowanym kanałem n są najczęściej stosowane w impulsowych przetwornikach napięcia. Przy zerowym napięciu na bramce (w stosunku do źródła) tranzystor jest zamknięty i otwiera się dodatnim napięciem o dość wyraźnie określonym progu. na ryc. 1 pokazuje eksperymentalną zależność prądu drenu od napięcia bramka-źródło tranzystora IRF630. Przedział napięcia wejściowego od stanu pełnego zamknięcia do stanu nasycenia nie przekracza 0,5 V, co oznacza, że tranzystor jest zwykle przełączany.
Ponieważ w kanale nie gromadzą się nośniki ładunku, nie ma czasu na ich resorpcję. Czas narastania i opadania impulsów prądu drenu przy odpowiednim sygnale sterującym wynosi 20...30 ns przy pełnym prądzie roboczym sięgającym 9 A. Maksymalne robocze napięcie dren-źródło Us max = 200 V, maksymalna MOC rozproszona P pac max = 75 W. Rezystancja wejściowa tranzystorów MIS jest czysto pojemnościowa, ale nie oznacza to, że po przyłożeniu impulsu sterującego do bramki zachowa się ona jak konwencjonalny kondensator. W obwodzie zastępczym tranzystora wyróżnia się trzy główne pojemności: wejściowa Czi - między bramką a źródłem; przejście Cse - między drenem a bramą, wyjście Cci - między drenem a źródłem. Pojemność Sei jest ładowana jak konwencjonalny kondensator tylko do napięcia progowego Upor Gdy tylko tranzystor się otworzy, przez pojemność Ссз następuje ujemne sprzężenie zwrotne napięcia. Na krzywej ładowania pojemności wejściowej pojawia się pozioma sekcja. Jego czas trwania, w zależności od prądu ładowania, wynosi od ułamków do jednostek mikrosekund, jednak odgrywa ważną rolę w powstawaniu impulsu prądu drenu. Aby zbadać cechy krzywej ładowania, zmontowano węzeł, którego schemat pokazano na ryc. 2 (bez rezystora R3). Węzeł jest zasilany z dwóch źródeł Upit1 i Upit2, ponieważ napięcie drenu osiąga setki woltów.
Wykresy naprężeń w charakterystycznych punktach węzła przedstawiono w dowolnej skali na ryc. 3.
Do tej pory dodatnie napięcie na wejściu utrzymuje otwarty tranzystor VT1. Czas trwania narastania i opadania impulsów wyzwalających (łącznie z czasem narastania wzmacniacza oscyloskopu) nie przekraczał 20 ns, więc nie są one pokazane na schemacie. Na odcinku t1 ... t2, gdy tranzystor VT1 jest już zamknięty, VT2 również jest nadal zamknięty, a napięcie na jego bramce rośnie wykładniczo ze stałą czasową R2Czi. Na ekranie ta początkowa sekcja wygląda jak odcinek linii prostej. Tranzystor VT2 otwiera się w czasie t2, tj. z pewnym opóźnieniem. Oznaczmy to jako tset1 = t2 - t1. Od momentu t2 zaczyna działać ujemne sprzężenie zwrotne między drenem a bramką poprzez pojemność Ссз (efekt Millera). Napięcie na bramce przestaje rosnąć, a wykres b na odcinku t2...t3 jest linią poziomą na ekranie. Ale napięcie w punkcie od momentu t2 zaczyna spadać z powodu wzrostu prądu drenu. W chwili t3 tranzystor VT2 otwiera się całkowicie, napięcie na jego drenie prawie osiąga zero i pozostaje stałe, ujemny OS jest wyłączany przez Cse (prąd OS wynosi zero). Napięcie bramki ponownie zaczyna rosnąć wykładniczo aż do Upit1. W chwili t4 tranzystor VT1 otwiera się i pojemność Czi zaczyna się rozładowywać. Stała czasowa jego rozładowania jest znacznie mniejsza niż ładowania, więc napięcie na bramce tranzystora VT2 bardzo szybko spada i dopóki nie osiągnie wartości Unop (moment t5), tranzystor VT2 pozostaje otwarty. W chwili t5 zaczyna się zamykać, napięcie na jego drenie zaczyna rosnąć i ponownie zaczyna działać ujemny FB. Na wykresie b pojawia się krok, ale ponieważ zamknięcie jest bardzo szybkie, czas jego trwania jest bardzo krótki. Tranzystor wyłącza się, zanim napięcie na jego bramce spadnie do zera. Przedział czasu od U do t5 to czas opóźnienia wyłączenia tset2 = t5 -t4. Jednym z najważniejszych warunków niezawodnej pracy impulsowych przetwornic napięcia jest utworzenie bezpiecznego trybu przełączania dla tranzystorów dużej mocy. Gdy tranzystor jest włączony, prąd drenu wzrasta od zera do maksimum, a napięcie na nim spada od maksimum do prawie zera. Kiedy tranzystor się zamyka, proces jest odwrotny. Konieczne jest, aby zarówno prąd, jak i napięcie oraz ich iloczyn na całej trajektorii punktu pracy nie przekraczały dopuszczalnych wartości. Skoki prądu i napięcia w pozycjach przejściowych muszą być wykluczone lub zminimalizowane. Cele te osiąga się poprzez wymuszone spowolnienie procesów przełączania tranzystorów. Jednocześnie narastanie i opadanie impulsu powinno być jak najkrótsze, aby ograniczyć wytwarzanie ciepła w tranzystorze, czyli trzeba znaleźć kompromis. Eksperymenty pokazują, że w przypadku tranzystorów polowych problem można rozwiązać łatwiej niż w przypadku tranzystorów bipolarnych. Czas narastania impulsu prądu drenu jest równy czasowi trwania odcinka poziomego t2...t3, który z kolei jest proporcjonalny do rezystancji rezystora R2 (patrz rys. 2). Zależność czasu trwania czoła tf od rezystancji rezystora R2 pokazano na rys. 4. Dlatego wybierając ten rezystor, możesz łatwo ustawić żądaną szybkość narastania prądu drenu.
Włączanie tranzystora polowego zgodnie ze schematem na ryc. 2 ma jedną interesującą cechę, która przyczynia się do rozwiązania problemu. Szybkość narastania prądu drenu w początkowej fazie impulsu jest zauważalnie zmniejszona, co skutkuje całkowitym brakiem udaru na czole impulsu prądu drenu (kształt impulsu prądu drenu można ocenić po kształcie impuls napięcia w punkcie c) Czas otwarcia potężnego tranzystora polowego jest w przybliżeniu taki sam jak bipolarnego , uwzględniony zgodnie z odpowiednim schematem, a czas zamknięcia jest dziesięć razy krótszy. Tak więc dla tranzystora IRF630 z Upit1 \u15d 2 V i R560 \u0,5d 0,06 omów topen = 7,5 μs, tclose = 20 μs. Przy tak WYSOKIEJ PRĘDKOŚCI zamykania spadek impulsu napięcia drenu ma skok 20 V przy Up = 27,5 V. Amplituda impulsu również wynosi XNUMX V, co oznacza, że skok wynosi XNUMX% jego amplitudy. Niektórzy uważają, że przepięcie jest spowodowane bezpośrednim przejściem sygnału wejściowego przez pojemność Cse. Uważam, że moc sygnału wejściowego jest na to za mała, choć oczywiście są warunki do zaliczenia. Bardziej prawdopodobną przyczyną, jak sądzę, jest reakcja obwodu zasilania tranzystora na gwałtowny spadek prądu drenu. W każdym razie należy walczyć z tym zjawiskiem. Najprostszym sposobem jest zmniejszenie skoku poprzez zwiększenie czasu rozładowania pojemności wejściowej tranzystora VT2 (patrz ryc. 2). W tym celu w obwód emitera tranzystora VT1 włączono rezystor R3.Przy R3 = 56 Ohm amplituda udaru spadła do 1,75 V lub 9%, a przy R3 = 75 Ohm do 1 V lub 5% amplituda impulsu. W przypadku rezystora R3 czas trwania czoła impulsu nieznacznie wzrasta - o około 0,1 μs. Całkowicie niezniekształcone impulsy uzyskuje się, jeśli obwód kondensatora połączonego szeregowo o pojemności 0,47 ... 1 μF i rezystora o rezystancji 1 ... 2 Ohm jest podłączony do górnego zacisku rezystancji obciążenia Rn (tzw. drugi koniec obwodu jest podłączony do wspólnego przewodu). Obwód ten powinien być umieszczony jak najbliżej zacisków tranzystora VT2. W konwerterach przeciwsobnych, oprócz wymienionych, pojawia się inny problem - przez prąd. Powodem jego pojawienia się w urządzeniach opartych na tranzystorach bipolarnych jest skończony czas pochłaniania nadmiaru drugorzędnych nośników w bazie tranzystorów, dlatego konieczne jest sztuczne opóźnienie otwarcia tranzystorów.W tranzystorach polowych w tych warunkach , opóźnienie włączenia i wyłączenia następuje automatycznie, a czas trwania opóźnień jest stabilny. Pomimo faktu, że w tranzystorach polowych nie dochodzi do akumulacji ładunku, prąd skrośny może pojawić się tylko wtedy, gdy tset2 > tset1. Jeśli upewnisz się, że tranzystor zamknie się w jednym ramieniu przetwornicy, zanim zamknięty otworzy się w drugim ramieniu, ten prąd nie wystąpi. Innymi słowy, musi być przerwa między zamknięciem jednego tranzystora a otwarciem drugiego. Aby otworzyć tranzystor polowy, wymagana jest stosunkowo niewielka moc. Impulsy sterujące można podawać bezpośrednio z wyjść układów logicznych bez uprzedniego wzmacniania prądowego. Moc wyjściowa samego konwertera może osiągnąć kilkaset watów. Aby kontrolować potężne tranzystory polowe, przemysł produkuje specjalne mikroukłady, które pozwalają na prąd wyjściowy do 100 mA lub więcej. Ale są to uniwersalne mikroukłady, przeznaczone do sterowania tranzystorami o Svx \u3000d 4000 ... XNUMX pF i częstotliwości konwersji setek kiloherców. Fragment obwodu przełączającego dla tranzystorów sterowanych mikroukładami cyfrowymi pokazano na ryc. 5 Pojemność wejściowa tranzystorów VT1 i VT2 jest ładowana przez rezystory R1 i R2, a rozładowywana odpowiednio przez diody VD1, VD2, co odpowiada włączeniu zgodnie z obwodem na ryc. 2.
na ryc. 6 pokazuje w różnych skalach czasowych impulsy prądu drenu tranzystorów VT1 i VT2. Sygnał na ekranie oscyloskopu wygląda jak linia prosta z wąskimi zębami (ryc. 6, a). Skoki to krótkie przerwy między impulsami prądu drenu. Kształt pauzy w dużej skali czasowej pokazano na ryc. 6b. Sygnał można obserwować na ekranie oscyloskopu dwukanałowego w trybie „suma” z inwersją w jednym z kanałów.
Jednak schemat na rys. 5 nie jest typowy dla budowy potężnych zasilaczy impulsowych. Najczęściej wykorzystują półmostkowe przetwornice napięcia, w których obwody sterujące tranzystorów dużej mocy muszą być izolowane od siebie prądem stałym. Schemat przekształtnika półmostkowego (w uproszczeniu - bez niektórych węzłów pomocniczych) przedstawiono na rys. 7. Urządzenie według schematu z ryc. 5 służy tutaj jako generator impulsów sterujących i dodatkowe źródło zasilania.
Ten konwerter działa z częstotliwością 25 kHz; moc wyjściowa - 200 W. Główny oscylator na elementach logicznych DD1.1, DD1.2 układu CD4011BCN działa bardzo stabilnie. W przypadku innego mikroukładu częstotliwość może różnić się od wskazanej, wówczas należy wybrać rezystory R2 (i ewentualnie R3). Niepożądane jest stosowanie mikroukładu K561LA7, ponieważ napięcie zasilania głównego oscylatora wynosi 15 V, tj. Maksymalne dopuszczalne dla tego mikroukładu. Tranzystory IRFD010 mają małą pojemność wejściową, dlatego przerwy między impulsami nie przekraczają 0,5 µs. Czas trwania przerw można wydłużyć, podłączając kondensatory C5 i C6 (pokazane liniami przerywanymi) o pojemności 100 pF lub większej. Mogą robić symetryczne pauzy. Jeśli przerwy są symetryczne, można je łatwiej rozszerzyć, włączając kondensator między bramki tranzystorów VT1 i VT2. W tym przypadku czas narastania i opadania impulsów nieznacznie wzrasta. Symetrię samych impulsów uzyskuje się poprzez wybór rezystora R2. Dla opisywanego przetwornika czas przerwy u podstawy impulsów wynosi 0,1 µs, a pomiędzy ich szczytami około 0,45 µs. Impulsy pochodzące z uzwojeń III i IV transformatora T1 otwierają potężne tranzystory VT3 i VT4. Takie włączenie tranzystorów jest równoważne z pokazanym na schemacie na ryc. 2 z rezystorem R3 Kształt impulsów na uzwojeniu pierwotnym transformatora T2 w dowolnej skali zilustrowano na rys. 8. XNUMX.
Rezystor R6 odgrywa ważną rolę w urządzeniu. Eliminuje przepięcia na czole impulsu i tłumi zjawiska rezonansowe. Wygodnie jest pobrać z niego sygnał, aby obserwować i kontrolować parametry impulsów i przerw między nimi. Jego opór powinien stanowić minimum niezbędne do osiągnięcia tych celów. Autor: M.Dorofiejew, Moskwa
Nowy sposób kontrolowania i manipulowania sygnałami optycznymi
05.05.2024 Klawiatura Primium Seneca
05.05.2024 Otwarto najwyższe obserwatorium astronomiczne na świecie
04.05.2024
▪ Przezroczysta i rozciągliwa bateria litowo-jonowa ▪ Pojedynczy samochód elektryczny ▪ Holandia zbuduje pływające miasto
▪ sekcja witryny Duża encyklopedia dla dzieci i dorosłych. Wybór artykułu ▪ artykuł Bogaty jak Krezus. Popularne wyrażenie ▪ artykuł Które radzieckie miasto było jednocześnie stolicą dwóch republik? Szczegółowa odpowiedź ▪ kotlarz artykułów. Opis pracy ▪ artykuł Miski i konfetti. Sekret ostrości
Komentarze do artykułu: Alexander Bardzo zrozumiałe. Nawet jeśli chodzi o mnie, dopiero zaczynam. Dziękuję.
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony