Badanie modeli PSpice analogowych elementów radiowych. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Mikrokontrolery

 Komentarze do artykułu

W swoim artykule ("Modele PSpice do programów symulacyjnych„w „Radio” nr 5-8 za rok 2000) autor wspomniał o zasadach konstruowania modeli komponentów analogowych dla programów modelujących opartych na języku PSpice. Proponowany artykuł stanowi kontynuację tego tematu. Poświęcono go metodom badania PSpice modele i metody budowy modeli składowych zakresu mikrofal. Jest to bardzo ważne, gdyż jedynie zastosowanie wiarygodnych modeli składowych pozwala na uzyskanie odpowiednich wyników symulacji.

Wcześniej czy później każdy radioamator dochodzi do wniosku: przed zainstalowaniem elementu radiowego na płycie podczas produkcji urządzenia należy najpierw sprawdzić jego przydatność do użytku. Zabezpieczy to urządzenie przed awarią w przyszłości po włączeniu zasilania lub przed długotrwałymi poszukiwaniami przyczyny jego niesprawności. W tym celu w przedsiębiorstwach przemysłowych organizują częściową lub całkowitą kontrolę przychodzącą pierwiastków promieniotwórczych, co jest znacznie prostsze niż utrzymanie dużej kadry wysoko wykwalifikowanych i wysoko opłacanych regulatorów sprzętu.

Podejście powinno być podobne przy modelowaniu obwodów elektronicznych. Korzystanie z nieprzetestowanych modeli to strata czasu na przeglądanie wykresów, które nie mają nic wspólnego z rzeczywistością. W takim przypadku możesz wyciągnąć fałszywe wnioski na temat funkcjonalności lub niesprawności urządzenia i podjąć złą decyzję. Dlatego też tutaj należy zorganizować kontrolę przychodzącą. W przyszłości zaprocentuje to oszczędnością czasu i wiarygodnością wyników modelowania.

Źródłem uzupełnienia bibliotek osobistych mogą być modele zawarte w bibliotekach używanego pakietu oprogramowania do modelowania, z bibliotek innych, ale kompatybilnych programów do modelowania, modele obficie prezentowane w Internecie na stronach internetowych twórców oprogramowania do modelowania i producentów podzespołów elektronicznych, publikowane w publikacjach drukowanych oraz modele własnego projektu. Można się jednak tylko domyślać co do ich jakości. Przed użyciem tych modeli wskazane jest ich przetestowanie. Dzięki takiemu podejściu rodzi się zaufanie do uzyskanych wyników. Staje się jasne, co może być, a czego nie.

W artykule opisano niektóre metody testowania modeli dyskretnych analogowych elementów radiowych, przedstawiono schematy pomiarowe i teksty zadań modelowania w formacie PSpice. Zadania są konfigurowane dla konkretnych modeli radioelementów, których testowanie opisano w artykule. Jeżeli mają być testowane inne elementy, programy należy zmodyfikować. To nie jest trudne. Z reguły wszystkie modyfikacje sprowadzają się do zastąpienia limitów zmian prądów, napięć, czasu analizy, wyboru obciążenia i ustawienia wymaganego trybu modelu składowego dla prądu stałego. Jeśli wykażesz się kreatywnością, niektóre testy można wykorzystać do opracowania nowych testów dla innych modeli, w tym złożonych makromodeli.

POMIAR ODZYSKU DIODY

Aby ocenić właściwości dynamiczne modelu diody, należy zmierzyć czas jej powrotu do stanu pierwotnego. Zróbmy to na przykładzie diody prostowniczej model KD212A. Wiadomo, że po zmianie polaryzacji napięcia przyłożonego do diody rzeczywistej z „do przodu” na „odwrotną”, nie zamyka się ona od razu, ale z pewnym opóźnieniem. W takim przypadku przez pewien czas przez diodę może płynąć duży prąd w przeciwnym kierunku. Dla KD212A, zgodnie z książką referencyjną [1], zwrotny czas powrotu jest gwarantowany przy Urev = 200 V, Irev = 2 A, nie więcej niż 300 ns.

Sprawdźmy teraz model tej diody. Stwórzmy warunki pomiarowe zbliżone do tych, w jakich podane są parametry diody KD212A w podręczniku. W tym celu przykładamy wielobiegunowy impuls napięcia o amplitudzie 1 V do modelu diody (ryc. 1, tabela 200) poprzez rezystor o rezystancji 100 omów.

Rozpocznijmy proces modelowania i zobaczmy, jak zmienia się prąd diody (rys. 2).

Rzeczywiście, wykres pokazuje charakterystyczny wzrost prądu w przeciwnym kierunku. Jego czas trwania jest odwrotnym czasem regeneracji. Szczyt prądu po włączeniu diody tłumaczy się ładowaniem jej pojemności barierowej. Prąd modelu diody mierzony jest w amperach, a napięcie w setkach woltów. Aby przedstawić dwie krzywe (prądu i napięcia) na jednym wykresie, napięcie należy podzielić przez 100 za pomocą procesora graficznego. Z wykresów widać, że czas odzyskiwania wstecznego wynosi około 33 ns. Wyniki odpowiadają rzeczywistości, chociaż czas powrotu do normy jest znacznie krótszy niż znamionowe 300 ns.

Tutaj, ogólnie rzecz biorąc, wyraźnie widać problem wykorzystania informacji z krajowych podręczników do budowy modeli. Z reguły wszystkie parametry określone jako „nie więcej” lub „nie mniej” nie mogą być wykorzystywane do budowania modeli matematycznych, ponieważ odzwierciedlają one głównie chęć programistów, aby grać bezpiecznie. Dlatego lepiej jest spróbować skorzystać z modeli stworzonych przez firmy produkcyjne lub przeprowadzić niezależne pomiary.

Jeżeli diodę tę zastosuje się np. w prostowniku, to obecność takich emisji prowadzi do zwiększonego szumu przełączania. Zwykle rozwiązuje się to poprzez podłączenie kondensatora bocznikowego równolegle do diody (rys. 3).

Zobaczmy, co to da (ryc. 4).

Oczywiste jest, że sytuacja się zmienia, ale nie dramatycznie. Oczywiście awaria przy przejściu do stanu bezpośredniego jest związana z ładowaniem kondensatora C1. Zadanie modelujące (tabela 2) składa się z dwóch zadań umieszczonych jedno po drugim.

Drugie zadanie jest po prostu kopią pierwszego, do którego następnie dodawany jest kondensator C1, połączony równolegle z diodą. Jest to wygodne, ponieważ po obliczeniu wszystkie wykresy będą wyświetlane jednocześnie.

CHARAKTERYSTYKA VOLT-FARAD MODELU VARICAP

Inną ważną cechą diody jest zależność pojemności złącza pn od napięcia przyłożonego w kierunku przeciwnym. W przypadku urządzeń takich jak żylaki jest to główna zależność. Skonstruujmy charakterystykę pojemnościowo-napięciową dla modelu varicap 2V104A. Zastosujmy do modelu diodowego (rys. 5) napięcie o amplitudzie 10 V, narastające liniowo z prędkością 50 V/μs, przyłożone w przeciwnym kierunku. W tym przypadku złącze p-n zostanie zamknięte, a prąd płynący przez diodę, ze względu na bardzo dużą rezystancję wsteczną, będzie miał praktycznie charakter czysto pojemnościowy i będzie określony równaniem ld=CdV'(t), gdzie V'( t) to szybkość wzrostu napięcia (10 V /μs=107 V/s).

Rozwiązujemy to równanie dla Сd, otrzymujemy Сd=Id/V'(t).

Stąd otrzymujemy wzór na pojemność diody: Cd \u107d Id / XNUMX.

Lub wreszcie, biorąc pod uwagę wymiar, Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA).

Utwórzmy i uruchommy zadanie modelujące (tabela 3), a następnie zobaczmy, jak zmienia się prąd diody w czasie (rys. 6).

Prąd będzie bardzo mały i aby zobaczyć go jednocześnie z napięciem, jego wartości należy pomnożyć przez GPU przez 1000. Ponieważ zależność przyłożonego napięcia od czasu jest liniowa, czas zastępujemy na Oś X z napięciem źródłowym V1. Następnie dzielimy wartości prądu przez 10. W rezultacie otrzymujemy charakterystykę pojemnościowo-napięciową diody (ryc. 7), gdzie wzdłuż osi wartość prądu w mikroamperach będzie liczbowo równa pojemności diody w pikofaradach .

W książce referencyjnej [1] podano, że przy napięciu wstecznym 4 V pojemność żylaka mieści się w zakresie od 90 do 120 pF. Według wykresu dla modelu otrzymujemy 108 pF. A to sugeruje, że badany model odpowiada właściwościom prawdziwego żylaka w tym parametrze.

CHARAKTERYSTYKA NASYCENIA MODELU BIPOLARNEGO TRANZYSTORA

Projektując przełączniki bezstykowe, ważna jest znajomość charakterystyki trybu nasycenia tranzystora. Parametry te decydują o doborze tranzystora przełączającego w przetwornicach impulsowych i urządzeniach przełączających obciążenie.

Aby takie urządzenie miało wysoką wydajność. Tranzystor przełączający musi znajdować się w stanie całkowicie otwartym lub całkowicie zamkniętym i przełączać się z jednego stanu do drugiego tak szybko, jak to możliwe. W stanie całkowicie otwartym tranzystor powinien być nasycony. Moc wydzielana przez niego jest określona przez iloczyn prądu kolektora i napięcia nasycenia sekcji kolektor-emiter przy danym prądzie kolektora plus dodatkowa moc określona przez prąd bazy, która jest wymagana do utrzymania tranzystora w stanie nasycenia państwo. Jest równy iloczynowi podstawowego napięcia nasycenia i prądu bazowego. Czasami dodatkowa moc zużywana na sterowanie tranzystorem jest dość znaczna. Jest to znacząca wada tranzystorów bipolarnych.

W podręcznikach napięcie nasycenia jest interpretowane niejednoznacznie. Zwykle jest on wskazywany przy określonym prądzie bazy i kolektora, lub też podaje się wykresy napięcia nasycenia (Ukenas i Ubenas) na prądzie bazy przy stałym prądzie kolektora, lub też zależności Ukenas i Ubenas od prądu kolektora wykreśla się z nasyceniem współczynnik Knas = 10 dla tranzystorów małej mocy (dla tranzystorów dużej mocy - Knas = 2).

Narysujmy zależność napięcia nasycenia kolektor-emiter i baza-emiter od prądu bazy dla modelu mocnego tranzystora bipolarnego KT838A, szeroko stosowanego w impulsowych zasilaczach wtórnych, którego parametry w dużej mierze zależą od wskaźników jakości tranzystor przełączający. W podręczniku [2] podano jego parametry: Ubenas (przy Ik=4,5 A; Ib=2 A) – nie więcej niż 1,5 V; Ukenas (przy Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=+25°C) - nie więcej niż 1,5 V; Ukenas (przy Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=-45°C i T=+100°C) - nie więcej niż 5 V.

Korzystając ze schematu pomiarowego (ryc. 8, tabela 4), obliczamy te zależności.

Uzyskane wyniki (ryc. 9) nie są sprzeczne z danymi referencyjnymi. Oczywiste jest, że gwałtowny wzrost napięcia kolektor-emiter przy spadku prądu bazowego wynika z wyjścia tranzystora z trybu nasycenia.

Teraz wykreślimy zależność napięcia nasycenia kolektor-emiter i baza-emiter modeli mocnych tranzystorów bipolarnych KT838A i bardziej nowoczesnego KT8121A2 od prądu kolektora przy stałym współczynniku nasycenia wynoszącym dwa. W książce referencyjnej [2] dla tranzystora KT838A niestety nie ma takiej charakterystyki, ale dla KT8121A2 jest. Porównajmy modele tranzystorów w oparciu o ten wskaźnik.

Korzystając z obwodu pomiarowego (ryc. 10), przyjmujemy stosunek prądu kolektora do prądu bazy równy dwa, wykorzystując do tego zależne źródło prądu sterowane prądem F1 o współczynniku przenikania 0,5.

Kontrolą będzie prąd płynący przez źródło napięcia V1 przy zerowym napięciu (jest to wymóg PSpice). Zmieniając prąd źródła I1 w zakresie od 0,1 do 10 A (a więc i prąd bazy od 0,05 do 5 A), obliczamy, jak zmieni się napięcie na bazie i kolektorze tranzystora. Wykorzystajmy do tego możliwości dyrektywy .DC.

Zadanie modelowania (tabela 5) składa się z dwóch, połączonych szeregowo, jeden po drugim, dla tranzystora KT838A i KT8121A2. W takim przypadku charakterystyka obu urządzeń pojawi się jednocześnie na jednym ekranie (ryc. 11).

Z wykresów jasno wynika, że ​​tranzystor KT8121A2 ma lepszą charakterystykę w trybie nasycenia niż KT838A. Przy prądzie kolektora 4,5 A napięcie nasycenia kolektora-emitera KT838A wynosi około 2,1 V, a KT8121A2 około 0,5 V. Dlatego do budowy potężnych przełączników lepiej jest użyć tranzystora KT8121A2, ponieważ będzie on rozpraszany mniej mocy.

CHARAKTERYSTYKA NAPIĘCIOWA MODELU TRANZYSTORA POLOWEGO O DUŻEJ MOCY

Różne źródła drukowane i Internet udostępniają mnóstwo tabel analogów tranzystorów krajowych i importowanych. Powstaje dość oczywiste pytanie - czy można zastosować modele analogowe, nadając im nazwy tranzystorów domowych? W tabeli Rysunek 6 pokazuje importowane analogi tranzystorów polowych dużej mocy. Ta tabela jest dobra, ponieważ modele wielu analogów można znaleźć w bibliotekach OrCAD-9.2. Tranzystory tego typu stosowane są głównie w zasilaczach impulsowych telewizorów, magnetowidów i monitorów.

Autora zainteresował tranzystor KP805A, gdyż padł tranzystor BUZ2541 w zasilaczu jego telewizora SONY KV-E90. Spróbujmy porównać przynajmniej w przybliżeniu główne parametry KP805A z charakterystyką importowanych modeli analogowych z tabeli. Model tranzystora MTP6N60E odnaleziono na stronie tntusoft, model tranzystora BUZ90 odnaleziono w bibliotece siemens.lib, a tranzystor IRFBC40 odnaleziono w bibliotece pwmos.lib. Pomimo tego, że tranzystory przedstawiono w tabeli jako analogi, ich modele wyglądają zupełnie inaczej.

Modele tranzystorów MTP6N60E i BUZ90 reprezentowane są przez bardzo złożone makromodele (rys. 12, rys. 13), a model tranzystora IRFBC40 jest najprostszym, zbudowanym w oparciu o model wbudowany. Zobaczmy przy okazji jak to wpłynie na ich parametry.

(kliknij, aby powiększyć)

W pierwszej kolejności skonstruujemy rodzinę wyjściowych charakterystyk prądowo-napięciowych modeli tych tranzystorów połączonych w obwód ze wspólnym źródłem (rys. 14).

Charakterystyką wyjściową tranzystora polowego jest zależność prądu drenu od napięcia drenu przy stałym napięciu bramki. Rodzinę charakterystyk wyjściowych tworzy się poprzez wykreślenie wykresów dla kilku wartości napięcia bramki. Stwórzmy zadanie modelowania (Tabela 7) i uruchommy je. Wraz ze zmianą napięcia bramki krzywa będzie się zmieniać w charakterystyczny sposób (rys. 15 - 17), tworząc rodzinę parametrów wyjściowych.

Aby wykreślić charakterystyki różnych tranzystorów, należy manipulować znakiem „*” (gwiazdką) w programie na liniach połączeń modeli tranzystorów. Porównując zależności można zauważyć, że model tranzystora MTP6N60E ma mniejsze wzmocnienie (co najmniej dwukrotnie) i odzwierciedla zjawisko przebicia elektrycznego przy podanym napięciu Uci max = 600 V, a w modelu tranzystora IRFBC40 zjawisko przebicia elektrycznego podział nie pojawia się. Pod względem uwzględnienia zjawiska przebicia elektrycznego model pierwszy bardziej odpowiada rzeczywistości. Jest jednak zbyt wcześnie, aby stwierdzić, że modele tych tranzystorów zapewniają podobne charakterystyki. Łączy je jedynie to, że przy deklarowanym prądzie Ic = 6 A i napięciu U3i = 10 V, ich wartości napięcia dren-źródło są w przybliżeniu równe i wynoszą około 6 V dla MTP60N5,6E i około 40 V dla IRFBC5,8.

Model tranzystora BUZ90 z biblioteki siemens.lib najwyraźniej nie jest zbyt udany i jest zwykle obliczany, gdy napięcie drenu zmienia się tylko do 100 V. Jeśli rozszerzysz przedział powyżej 120 V, nie będzie możliwe uzyskanie normalnej charakterystyki wyjściowej (rys. 17), a proces obliczeń jest bardzo długotrwały. I dzieje się tak pomimo faktu, że model znajduje się w autorskiej bibliotece siemens.lib, która dostarczana jest z dystrybucją OrCAD. Zastosowanie takiego modelu w przyszłości może spowodować problemy z uzyskaniem wyników. Przyjmuje się, że ufa się bibliotekom zastrzeżonym, więc wyjaśnienie zachowania symulowanego urządzenia nie będzie łatwe. Sugeruje to wniosek, że każdy model, nawet z pewnego źródła, należy przetestować przed użyciem.

Narysujmy teraz charakterystyki przejścia tranzystorów MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90. Schemat pomiaru pokazano na ryc. 14, a zadanie modelowania przedstawiono w tabeli. 8.

(kliknij, aby powiększyć)

Rozróżnijmy te zależności i otrzymajmy wykresy zmian nachylenia (rys. 18 - 20).

Przy prądzie 2 A mamy S(MTP6N60E) = 3000 mA/V; S(IRFBC40)=2040 mA/V; S(BUZ90)=2050 mA/V. Według książki referencyjnej [2], KP805A ma charakterystyczne nachylenie 2500 mA/V. Wartości wydają się być zbliżone. Ale to tylko w jednym momencie!

Jakie wnioski można z tego wyciągnąć? Sądząc po charakterystyce prądowo-napięciowej modeli tranzystorów MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90, trudno założyć, że są to te same urządzenia. Jednak rzeczywiste doświadczenia związane z wymianą podczas naprawy sprzętu potwierdzają ich zamienność w zasilaczach impulsowych. Jeśli chodzi o wykorzystanie modeli analogowych jako modelu domowego tranzystora KP805A, nie można tego zrobić bezpośrednio, ponieważ istnieje znaczna różnica w ich charakterystyce prądowo-napięciowej.

Modele tranzystorów MTP6N60E i IRFBC40 okazały się funkcjonalne i generalnie odzwierciedlają właściwości niektórych typowych tranzystorów mocy MOSFET i nadają się do modelowania. To właśnie ich modele, jako te najbardziej udane, mogą w przyszłości posłużyć jako prototypy do tworzenia modeli krajowych tranzystorów polowych. Najprościej jest dobrać parametry modelu, a następnie przetestować i porównać z charakterystyką rzeczywistego urządzenia z wiarygodnego podręcznika. Prosty model KP805A (wykorzystując jako prototyp model IRFBC40) można utworzyć za pomocą programu PART MODEL EDITER zawartego w pakiecie OrCAD. A jeśli weźmiesz pod uwagę również awarię elektryczną poprzez podłączenie diody, otrzymasz całkowicie „wykonalny” model.

ZALEŻNOŚĆ REZYSTANCJI KANAŁU MODELU TRANZYSTORA POLOWEGO OD NAPIĘCIA BRAMKI

Analogicznie do poprzedniego przykładu skonstruujemy wyjściową charakterystykę prądowo-napięciową tranzystora KP312A (ryc. 21, tabela 9). Z wykresów jasno wynika, że ​​tranzystory polowe mają kontrolowany obszar rezystancji, który jest bardzo symetryczny względem zera przy niskim napięciu drenu |Uс |<|Uс us | /2.

Kanały tranzystora polowego zachowują się prawie jak rezystory liniowe, których rezystancja zależy od napięcia bramki. Jeśli polaryzacja napięcia drenu zostanie odwrócona, nie ma to wpływu na liniowość rezystora. Dlatego w tranzystorze polowym można zastosować zmienny rezystor sterowany elektrycznie, działający na prąd stały i przemienny. Ta interesująca właściwość jest często wykorzystywana w różnych układach automatycznego sterowania. Należy jednak pamiętać, że dla tranzystorów polowych ze kontrolnym złączem p-n musi być spełniony warunek |Uзi|<|Uсi |+0,5 V. W przeciwnym razie pod wpływem wstecznego napięcia drenu odcinek sterującego złącza p-n w pobliżu dren będzie tak otwarty, że do obwodu drenu wpłynie znaczny prąd bramki przewodzenia, naruszając liniowość rezystora. Napięcie przewodzenia na złączu krzemowym pn, nieprzekraczające 0,5 V, nie wytwarza znaczącego prądu przewodzenia.

Pod tym względem interesująca jest zależność rezystancji kanału tranzystora od napięcia bramki. Zbudujmy to. Osobliwością takiego eksperymentu jest to, że wykresu rezystancji kanału tranzystora polowego nie można wyświetlić bezpośrednio na ekranie postprocesora graficznego PSpice, ale można uzyskać jego elektryczny odpowiednik. Aby uzyskać rezystancję, należy podzielić napięcie drenu przez prąd drenu RDS=UD(J2)/ID(J2). Metoda ta jest uniwersalna i można ją stosować do pomiaru rezystancji w innych modelach, w tym makromodelach. Będziesz zatem potrzebował dzielnika napięcia z funkcją A/V i przetwornika prądu na napięcie.

Teraz opracujmy schemat pomiaru (ryc. 22). Przetwornik prądowo-napięciowy, wykonany w oparciu o źródło napięciowe sterowane prądem H1 (INUT), łączy się z wejściem pomiarowym równolegle ze źródłem napięcia zerowego, które jest podłączone do obwodu drenu tranzystora polowego. Jest to wymóg PSpice podczas pomiaru prądu. Zmieniając napięcie na bramce (źródło napięcia V1) i ustawiając różne wartości napięcia na drenie (źródło napięcia V3), uzyskujemy odpowiednią rodzinę charakterystyk rezystancji kanału tranzystora polowego KP312A (wyjście układu A/ dzielnik napięcia V).

Tworząc zadanie modelujące (tabela 10), zaprojektujemy dzielnik (ryc. 23) jako odrębny makromodel .SUBCKT DIVIDE A B A/B, gdzie A i B są wejściami dzielnika; A/B jest jego wyjściem. Umożliwi to ponowne wykorzystanie rozdzielacza w różnych eksperymentach w przyszłości.

Rezystancję będziemy mierzyć w trybie analizy stanów przejściowych zgodnie z dyrektywą .TRAN. W takim przypadku napięcie źródła V1 i odpowiednio prąd drenu tranzystora wzrosną proporcjonalnie do czasu. Napięcie drenu zgodnie z dyrektywą .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 zmieni się zgodnie z określoną w niej listą w obszarze kontrolowanej rezystancji (patrz rys. 21).

Na wejście A dzielnika przykładamy napięcie drenu, a na wejście B napięcie z wyjścia IUT, proporcjonalne do prądu drenu. Na wyjściu dzielnika uzyskujemy napięcie proporcjonalne do rezystancji tranzystora polowego kanał. W tym przypadku napięcie w woltach odpowiada rezystancji w omach, a w kilowoltach odpowiada rezystancji w kiloomach.

Wykonując zadanie modelowania, uzyskujemy wymaganą rodzinę cech (rys. 24).

Z wykresów wynika, że ​​rezystancja kanału rośnie w miarę zbliżania się napięcia bramki do napięcia odcięcia, które dla tego modelu wynosi -5 V. I jest to zrozumiałe, bo tranzystor się wyłącza. W zakresie od 0 do -1,5 V można zidentyfikować stosunkowo liniowy przekrój zmiany rezystancji. Napięcie drenu wpływa również na rezystancję kanału; wraz ze wzrostem napięcia drenu wzrasta. Jest to zgodne z teoretycznymi i praktycznymi właściwościami tranzystorów polowych [3, 4]. W niektórych podręcznikach zamiast wykresów rezystancji podawane są zależności przewodności. Oczywiście, jeśli zamienimy wejścia A i B dzielnika, otrzymamy wykresy przewodności.

ZALEŻNOŚĆ ODPORNOŚCI KANAŁU MODELU TRANZYSTORA POLOWEGO OD PRĄDU DRENAŻOWEGO

Korzystając z poprzedniego doświadczenia, wykreślimy zależność rezystancji kanału modelu tranzystora polowego od prądu drenu. Opracujmy odpowiedni schemat pomiarowy (ryc. 25). Tutaj wszystko jest takie samo jak w poprzednim przypadku, tyle że uwzględnimy źródło liniowo rosnącego prądu I1 w obwodzie drenu.

Pomiary rezystancji przeprowadzane są w trybie analizy stanów przejściowych zgodnie z dyrektywą .TRAN. W takim przypadku prąd źródła prądu I1 i odpowiednio prąd drenu tranzystora polowego wzrosną proporcjonalnie do czasu. Oczywiście napięcie drenu również ulegnie zmianie. Przyłóżmy napięcie drenu do wejścia A dzielnika, a napięcie z wyjścia INUT, proporcjonalne do prądu drenu, do wejścia B. Na wyjściu dzielnika otrzymamy napięcie proporcjonalne do rezystancji pola- kanał tranzystora efektowego. Napięcie w woltach odpowiada rezystancji w omach, a w kilowoltach odpowiada rezystancji w kiloomach.

Po uruchomieniu zadania modelowania (tab. 11) otrzymujemy krzywe (ryc. 26) – jest to pożądany efekt.

Z wykresów widać, że wraz ze wzrostem napięcia zamykania na bramce tranzystora polowego rezystancja kanału rośnie oczywiście tak właśnie powinno być. Ponadto w zakresie napięcia bramki od 0 do -0,5 V jest ono praktycznie niezależne od napięcia drenu, zatem kanał tranzystora polowego w takich warunkach zachowuje się jak rezystor liniowy.

CHARAKTERYSTYKA HAŁASU TRANZYSTORA POLOWEGO

Projektując urządzenia wzmacniające, należy wziąć pod uwagę właściwości szumowe komponentów, ponieważ po wzmocnieniu konieczne jest uzyskanie dobrego stosunku sygnału do szumu. Wiadomo, że największy udział w hałasie mają elementy aktywne. Hałas urządzenia wzmacniającego będzie niski, jeśli w pierwszym etapie zostanie zainstalowane najmniej hałaśliwe urządzenie aktywne. Do tych celów często wykorzystuje się tranzystory polowe.

Szum wewnętrzny tranzystora polowego można podzielić na szum termiczny, nadmiarowy i strzałowy. Szum termiczny powstaje na skutek chaotycznego ruchu nośników ładunku, powodując wahania prądu i napięcia. Przy średnich częstotliwościach roboczych tranzystora polowego to źródło hałasu jest głównym źródłem.

Nadmiar hałasu (lub szum 1/f) dominuje przy niskich częstotliwościach i zwiększa intensywność w przybliżeniu odwrotnie proporcjonalnie do częstotliwości. Źródłem tego szumu są dowolne, lokalne zmiany właściwości elektrycznych materiałów i stanów ich powierzchni. Zależy to w dużej mierze od doskonałości technologii i jakości materiałów źródłowych, jednak w zasadzie nie można go całkowicie wyeliminować. W nowoczesnych tranzystorach polowych ze kontrolnym złączem p-n nadmierny szum przekracza szum termiczny tylko przy częstotliwościach mniejszych niż 100 Hz, w tranzystorach MOS jest bardziej intensywny i zaczyna objawiać się zauważalnie przy częstotliwościach mniejszych niż 1 ... 5 MHz.

Hałas wystrzału jest generowany przez prąd upływowy bramki. W tranzystorach polowych jest ona stosunkowo niewielka, więc zwykle nie jest brana pod uwagę, ale przy dużych częstotliwościach, gdy pojemność bramki zaczyna odgrywać znaczącą rolę, może być zauważalna.

Podajmy przykład porównania właściwości szumowych modeli tranzystorów polowych ze kontrolnym złączem pn: japoński J2N3824 i domowy KP312A. W obwodzie pomiarowym (ryc. 27) tranzystor jest podłączony do wspólnego źródła i pracuje przy obciążeniu o rezystancji 1 kOhm.

Wykorzystując możliwości dyrektyw .AC i .NOISE opracujemy zadanie modelujące (tabela 12), za pomocą którego obliczymy gęstość widmową wyjściowego napięcia szumu Su out(f), V2/Hz.

Z wykresów (ryc. 28) widać, że tranzystory mają podobne właściwości szumowe, dlatego z tego punktu widzenia tranzystor KP312A jest całkowitym zamiennikiem J2N3824.

Przy obliczaniu poziomu szumu wewnętrznego nazwy zmiennych wyjściowych mają standardową postać:

• INOISE - równoważny poziom szumu napięcia lub prądu na wejściu, równy (Sin eq(f))1/2;
• ONOISE - poziom napięcia szumów na wyjściu równy (Su out(a))1/2;
• DB(INOISE) - równoważny poziom szumu napięcia lub prądu na wejściu w decybelach;
• DB(ONOISE) - wyjściowy poziom napięcia szumów w decybelach.

W sondzie pierwiastek kwadratowy wewnętrznego napięcia szumu i gęstości widmowej prądu jest wyprowadzany jako V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE).

Aby przedstawić obie krzywe na jednym wykresie, najłatwiej jest umieścić dwa zadania jedno po drugim w zadaniu modelowania, po prostu kopiując je przez bufor i wstawiając nazwę interesującego modelu do każdej części.

WYJŚCIOWA CHARAKTERYSTYKA NAPIĘCIOWA BSIT

Tranzystory MOSFET mają niemal idealne właściwości jak na przełącznik, w związku z czym są szeroko stosowane. Jednak w nowoczesnych urządzeniach do konwersji mocy wymagania dotyczące przełączników są bardzo rygorystyczne. Muszą pracować przy wysokich częstotliwościach, przy dużych prądach i być ekonomiczne. Główną wadą tranzystorów MOSFET jest stosunkowo niskie dopuszczalne napięcie dren-źródło. Ponadto rezystancja otwartego tranzystora wzrasta proporcjonalnie do kwadratu tego napięcia. Najlepsze przykłady potężnych tranzystorów polowych wysokiego napięcia mają napięcie nasycenia przy prądzie znamionowym kilku woltów, w związku z czym rozpraszają więcej mocy. Pod tym względem tranzystory bipolarne są znacznie lepsze od tranzystorów polowych.

Oczywiście powstał pomysł, aby połączyć właściwości tych urządzeń w jednej obudowie. W efekcie powstał tranzystor bipolarny ze sterowaniem MOS, nazwany IGBT (ang. Insulated Gate Bipolar Transistor). W literaturze krajowej nazywany jest BSIT – bipolarny tranzystor indukowany statycznie.

Strukturalnie BSIT jest tranzystorem bipolarnym sterowanym przez niskonapięciowy tranzystor MOS (ryc. 29). Rezultatem jest urządzenie, które łączy w sobie zalety tranzystorów polowych i bipolarnych. BSIT praktycznie nie mają prądu wejściowego, mają doskonałe właściwości dynamiczne do częstotliwości 20...50 kHz. Straty w nich rosną proporcjonalnie do prądu, a nie do kwadratu prądu, jak w przypadku tranzystorów polowych. Maksymalne napięcie na kolektorze BSIT ograniczone jest jedynie awarią technologiczną.

Dziś produkują BSIT o napięciu znamionowym 2000 V lub większym. Przy prądzie znamionowym ich napięcie nasycenia nie przekracza 2...3 V. W tabeli. 13 pokazuje charakterystykę elektryczną niektórych popularnych tranzystorów BSIT, a dla porównania ostatnia linia pokazuje parametry mocnego tranzystora polowego BUZ384.

Skonstruujmy rodzinę charakterystyk wyjściowych modeli bipolarnego tranzystora indukowanego statycznie APT30GT60 i potężnego tranzystora polowego BUZ384:

Na ryc. 30, 31 przedstawiają schematy pomiarowe i tabelę. 14, 15 przedstawia tekst zadania modelującego. Napięcie bramki tranzystorów jest parametrem tworzącym rodzinę charakterystyk prądowo-napięciowych. Zmienia się ono w zakresie od 4,5 do 6 V w krokach co 0,5 V, a napięcie na kolektorze (i odpowiednio na drenie) mieści się w zakresie od 0 do 50 V.

W efekcie otrzymujemy charakterystykę wyjściową modelu BSIT APT30GT60 (rys. 32) i modelu tranzystora polowego BUZ384 (rys. 33).

Wykresy pokazują, że modele faktycznie odzwierciedlają właściwości rzeczywistych urządzeń i wykazują wyższość BSIT nad tranzystorami polowymi, gdy oba urządzenia pracują w trybie przełączania. Tak więc przy prądzie 10 A napięcie nasycenia dla APT30GT60 BSIT wynosi około 2,4 V, a dla tranzystora polowego BUZ384 - 5,6 V. Wartości różnią się odpowiednio około 2,3 razy w stanie otwartym przy przy prądzie 10 A tranzystor APT30GT60 rozproszy 2,3 razy mniej mocy.

CHARAKTERYSTYKA PRZEŁĄCZANIA BSIT

Często bipolarne tranzystory indukowane statycznie są używane do pracy w trybach przełączania. Sprawdźmy (rys. 34), jak to działa przy obciążeniu indukcyjnym.

Zastosujemy impuls trapezowy ze stromym frontem i delikatnym spadkiem na wejście. Zadanie modelowania podano w tabeli. 16, a wyniki przedstawiono na ryc. 35.

Uzyskane wykresy po raz kolejny potwierdzają, że tranzystor pracujący przy obciążeniu indukcyjnym należy dobierać z marginesem napięciowym.

TWORZENIE MODELI MIKROFALOWYCH KOMPONENTÓW

Modele elementów elektronicznych PSpice można podzielić na statyczne i dynamiczne, niskoczęstotliwościowe i wysokoczęstotliwościowe, dla małych i dużych sygnałów. Taka klasyfikacja pozwala na zorganizowanie hierarchicznej serii modeli różniących się kosztami obliczeniowymi i umożliwia przejście z jednego modelu do drugiego w procesie modelowania. Oczywiście najdokładniejszym i najbardziej uniwersalnym w tej serii jest dynamiczny model wysokiej częstotliwości dużego sygnału.

Modele dynamiczne dużego sygnału opisywane są równaniami nieliniowymi i wymagają zwiększonego czasu pracy komputera podczas obliczeń. W PSpice takie modele służą głównie do obliczania modów DC i analizy procesów przejściowych.

Modele dla małych sygnałów są znacznie prostsze. Są one opisane równaniami liniowymi. Stosowane są zazwyczaj w obliczeniach pod wpływem małych przyrostów sygnału, gdy charakterystykę I-V urządzenia można uznać za liniową w pobliżu punktu pracy. W PSpice takie modele są wykorzystywane do obliczeń w dziedzinie częstotliwości, a także czułości i przenoszenia małych sygnałów DC.

Wbudowane modele PSpice elementów pasywnych i aktywnych - dynamiczne modele wielkosygnałowe. Obowiązują one dla niezbyt wysokich częstotliwości. Jednak radioamatorzy od dawna opanowali zakres mikrofal, więc logiczne jest nauczenie się tworzenia modeli dyskretnych komponentów, które „działają” na wyższych częstotliwościach - modele dynamiczne o wysokiej częstotliwości dużego sygnału.

Obliczenia przy częstotliwościach powyżej 100 MHz wymagają uwzględnienia różnych efektów pasożytniczych (indukcyjność przewodu, pojemność między pinami itp.). W przypadku dyskretnych rezystorów o niskiej rezystancji pierwszą rzeczą do rozważenia jest indukcyjność przewodów. W pierwszym przybliżeniu można to obliczyć ze wzoru Lв=2h[In(4h/d)-0,75], gdzie h i d to odpowiednio długość i średnica przewodu w cm, Lв to indukcyjność przewodu ołów, w nH. Często w obliczeniach przyjmuje się, że indukcyjność liniowa przewodów jest w przybliżeniu równa 1 nH/mm. Przy częstotliwościach powyżej 200 MHz reaktancja indukcyjna pinów jest większa niż 10 omów, co może być znaczące, jeśli wartość nominalna rezystora jest mała. W przypadku rezystorów o wysokiej rezystancji pojemność między zaciskami St ma poważny wpływ na parametry. Kompletny model rezystora dyskretnego o wysokiej częstotliwości pokazano na ryc. 36.

W rezystorach foliowych obwodów hybrydowych i rezystorach dyfuzyjnych układów scalonych przy wysokiej częstotliwości należy wziąć pod uwagę pojemność pasożytniczą. Jeżeli rezystor dyfuzyjny jest izolowany złączem pn, jest to nieliniowa pojemność złącza izolującego. W takim przypadku przy podwyższonych temperaturach może zaistnieć konieczność uwzględnienia prądu złącza zwrotnego. Wreszcie, w niektórych przypadkach należy również wziąć pod uwagę właściwości prostownicze złącza, jeśli w niektórych momentach może się ono otworzyć.

Ściśle mówiąc, przy wysokich częstotliwościach rezystor zachowuje się jak rozproszona linia RC. Jednak nie zaleca się stosowania wieloodcinkowych modeli długich linii. Bardzo dobrym jest skoncentrowany model w kształcie litery U (ryc. 37, 38). Tutaj C jest całkowitą zdolnością izolacyjną. Jest on podzielony na dwa kondensatory o połowie pojemności. Diody D1 i D2 są takie same. Powierzchnia każdego z nich jest równa połowie powierzchni izolującego złącza pn. P - wydajność substratu.

W modelach wysokoczęstotliwościowych kondensatorów dyskretnych należy uwzględnić rezystancję strat r i indukcyjność doprowadzeń Le, a w niektórych przypadkach, gdy kondensator jest stosowany w obwodach czasowych, także rezystancję upływu Ry (rys. 39). W układach scalonych kondensatory są zwykle realizowane ze złączami p-n spolaryzowanymi odwrotnie. Przy ich modelowaniu należy stosować modele diodowe.

W modelu wysokiej częstotliwości cewki dyskretnej należy wziąć pod uwagę rezystancję czynną uzwojenia r i pojemność międzyzwojową Cv (ryc. 40).

Wbudowane modele tranzystorów są zwykle ważne do częstotliwości 30...100 MHz. Na ryc. Rysunek 41 przedstawia obwód zastępczy nieliniowego modelu tranzystora bipolarnego o wysokiej częstotliwości. Tutaj C1-C3, R1-R3 są równoważną pojemnością i rezystancją upływu między zaciskami tranzystora. Elementy te są uwzględnione tylko wtedy, gdy tranzystor jest umieszczony w obudowie. LE0, LC0, LB0 - indukcyjność zastępcza zacisków odpowiednio emitera, kolektora i podstawy. Oblicza się je przy użyciu powyższego wzoru do obliczenia indukcyjności wyjściowej rezystora dyskretnego.

Przy częstotliwościach kilkuset megaherców należy zawsze brać pod uwagę przynajmniej indukcyjność LE0, ponieważ przy dużym prądzie rezystancja emitera tranzystora jest w przybliżeniu taka sama lub nawet mniejsza.

LE i LB, które tworzą jednostki nano-henra, to indukcyjność wewnętrznych przewodników łączących emiter i podstawę z zaciskami zewnętrznymi. CCE i CCB - pojemność wewnętrzna pomiędzy polami stykowymi odpowiednio emitera i podstawy oraz stykiem kolektora.

Takie równoważne obwody, które uwzględniają efekty wysokiej częstotliwości, są projektowane jako makromodel i są stosowane zamiast konwencjonalnych modeli komponentów. Wierzę, że czytelnicy zaznajomieni z artykułem „Modele Pspice do modelowania programów” w „Radio” nr 5-8, 2000, nie będą mieli trudności z samodzielnym napisaniem tekstów makromodeli takich podzespołów. W tabeli 17 przedstawia jako przykład makromodel tranzystora mikrofalowego NE68135 firmy CEL, ważny do częstotliwości około 5 GHz.

literatura

1. Półprzewodniki: diody. Informator. Wyd. N. N. Goryunova. - M.: Energoatomizdat, 1985.
2. Urządzenia półprzewodnikowe: Tranzystory średniej i dużej mocy. Informator. wyd. A. V. Golomedova. - M.: Radio i komunikacja, 1989.
3. Ignatov A. N. Tranzystory polowe i ich zastosowanie. - M.: Radio i komunikacja, 1984.
4. Tranzystory polowe Łobaczowa LN. - M.: Radio i komunikacja, 1984.

Autor: O. Petrakov, Moskwa

Zobacz inne artykuły Sekcja Mikrokontrolery.

Czytaj i pisz przydatne komentarze do tego artykułu.

<< Wstecz

Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:

Hałas drogowy opóźnia rozwój piskląt 06.05.2024

Dźwięki, które otaczają nas we współczesnych miastach, stają się coraz bardziej przeszywające. Jednak niewiele osób myśli o tym, jak ten hałas wpływa na świat zwierząt, zwłaszcza na tak delikatne stworzenia, jak pisklęta, które nie wykluły się jeszcze z jaj. Najnowsze badania rzucają światło na tę kwestię, wskazując na poważne konsekwencje dla ich rozwoju i przetrwania. Naukowcy odkryli, że narażenie piskląt zebry rombowatej na hałas uliczny może spowodować poważne zakłócenia w ich rozwoju. Eksperymenty wykazały, że zanieczyszczenie hałasem może znacznie opóźnić wykluwanie się piskląt, a pisklęta, które się wykluwają, borykają się z szeregiem problemów zdrowotnych. Naukowcy odkryli również, że negatywne skutki zanieczyszczenia hałasem rozciągają się na dorosłe ptaki. Zmniejszone szanse na rozrodczość i zmniejszona płodność wskazują na długoterminowe skutki, jakie hałas drogowy wywiera na dziką przyrodę. Wyniki badania podkreślają taką potrzebę ... >>

Bezprzewodowy głośnik Samsung Music Frame HW-LS60D 06.05.2024

W świecie nowoczesnych technologii audio producenci dążą nie tylko do nienagannej jakości dźwięku, ale także do łączenia funkcjonalności z estetyką. Jednym z najnowszych innowacyjnych kroków w tym kierunku jest nowy bezprzewodowy system głośników Samsung Music Frame HW-LS60D, zaprezentowany podczas wydarzenia World of Samsung 2024. Samsung HW-LS60D to coś więcej niż tylko system głośników, to sztuka dźwięku w stylu ramki. Połączenie 6-głośnikowego systemu z obsługą Dolby Atmos i stylowej konstrukcji ramki na zdjęcia sprawia, że ​​produkt ten będzie idealnym dodatkiem do każdego wnętrza. Nowa ramka Samsung Music Frame jest wyposażona w zaawansowane technologie, w tym Adaptive Audio zapewniający wyraźne dialogi na każdym poziomie głośności oraz automatyczną optymalizację pomieszczenia w celu uzyskania bogatej reprodukcji dźwięku. Dzięki obsłudze połączeń Spotify, Tidal Hi-Fi i Bluetooth 5.2, a także integracji inteligentnego asystenta, ten głośnik jest gotowy, aby zaspokoić Twoje ... >>

Nowy sposób kontrolowania i manipulowania sygnałami optycznymi 05.05.2024

Współczesny świat nauki i technologii rozwija się dynamicznie i każdego dnia pojawiają się nowe metody i technologie, które otwierają przed nami nowe perspektywy w różnych dziedzinach. Jedną z takich innowacji jest opracowanie przez niemieckich naukowców nowego sposobu sterowania sygnałami optycznymi, co może doprowadzić do znacznego postępu w dziedzinie fotoniki. Niedawne badania pozwoliły niemieckim naukowcom stworzyć przestrajalną płytkę falową wewnątrz falowodu ze stopionej krzemionki. Metoda ta, bazująca na zastosowaniu warstwy ciekłokrystalicznej, pozwala na efektywną zmianę polaryzacji światła przechodzącego przez falowód. Ten przełom technologiczny otwiera nowe perspektywy rozwoju kompaktowych i wydajnych urządzeń fotonicznych zdolnych do przetwarzania dużych ilości danych. Elektrooptyczna kontrola polaryzacji zapewniona dzięki nowej metodzie może stanowić podstawę dla nowej klasy zintegrowanych urządzeń fotonicznych. Otwiera to ogromne możliwości dla ... >>

Przypadkowe wiadomości z Archiwum Karaluchy cyborga 19.03.2015 Naukowcy z Texas A&M University (USA) wyposażyli karalucha w mikrochip, z którego skierowano dwie elektrody do nerwów kontrolujących nogi owada. Umożliwiło to sterowanie ruchami „cyborga” za pomocą impulsów elektrycznych oraz sterowanie ruchem owada z pilota. W testach laboratoryjnych naukowcy byli w stanie kontrolować ruchy karalucha w około 70% przypadków, a w testach terenowych nawet w 60%. Mikroczip zasilany jest maleńką baterią litową, dzięki czemu łączna masa „plecaka” umieszczonego na grzbiecie owada nie przekracza trzech gramów. Naukowcy zauważyli, że chociaż karaluchy są w stanie przenosić ciężary pięciokrotnie większe od ich masy ciała, ostatecznie może to zmniejszyć ich wytrzymałość. Naukowcy planują wykorzystać takie karaluchy jako miniaturowe roboty, które doskonale poradzą sobie z ruchami w trudno dostępnych miejscach, ponadto do ich ciała można przymocować kamery i czujniki, aby zebrać niezbędne dane. Dalsze badania będą miały na celu zbadanie możliwego przyzwyczajenia owadów do skutków impulsów elektrycznych i potencjalnego niewykonania poleceń.

Inne ciekawe wiadomości:

▪ Ultrabooki nowej generacji firmy Intel

▪ Tablet stawia diagnozę

▪ Urządzenie do badania krwi USB

▪ Lampa działa bez prądu

▪ Jezioro w szklance wody

Wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika

Ciekawe materiały z bezpłatnej biblioteki technicznej:

▪ sekcja serwisu Słowa skrzydlate, jednostki frazeologiczne. Wybór artykułu

▪ artykuł Klasyfikacja czynników ryzyka. Podstawy bezpiecznego życia

▪ artykuł W jakim kierunku odpływa woda w wannie? Szczegółowa odpowiedź

▪ artykuł Desmodium uzależniony. Legendy, uprawa, metody aplikacji

▪ artykuł Lampka nocna LED z możliwością ściemniania. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

▪ artykuł Jak rośliny reagują na elektryczność. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

Zostaw swój komentarz do tego artykułu:

Wszystkie języki tej strony

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn

www.diagram.com.ua
2000-2024