|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Zagadnienia projektowe dla wzmacniaczy z powszechnym sprzężeniem zwrotnym
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Projektant radioamatorów Ostatnio nastąpił kolejny przypływ dyskusji na temat, który można warunkowo nazwać „za” lub „przeciw” negatywnemu sprzężeniu zwrotnemu we wzmacniaczach. Niestety dyskusje te rzadko zawierają jakiekolwiek racjonalne argumenty, wykazując przy tym wyraźny brak wiedzy na temat „drobiazgów” pracy i projektowania systemów z FOS. Sytuację komplikuje fakt, że w większości przypadków urządzenia są przytaczane jako uzasadnienie sprzeciwu wobec wykorzystania informacji zwrotnej, które w rzeczywistości okazują się przykładem niepiśmiennego lub nieudanego jej wykorzystania. A potem, w najgorszych tradycjach logiki szkolnej, wyciąga się wniosek: „opinie są złe!”. Jednocześnie przykłady prawidłowego wykorzystania FOS wydają się być coraz rzadsze i to najprawdopodobniej ze względu na praktycznie brak współczesnej literatury na ten temat. Dlatego wydaje nam się szczególnie celowe opublikowanie kilku materiałów poświęconych mało znanym cechom konstrukcji wysokoliniowych wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym. Przypomnijmy, że głównym powodem wynalezienia przez Harolda Blacka w 1927 r. wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym była właśnie potrzeba zwiększenia liniowości wzmacniaczy stosowanych w wielokanałowych systemach komunikacji telefonicznej za pomocą jednej pary przewodów. Problem polegał na tym, że wymagania dotyczące liniowości tych wzmacniaczy bardzo gwałtownie wzrastają wraz ze wzrostem liczby kanałów. Są ku temu dwa powody. Pierwsza to liczba możliwych intermodulujących produktów intermodulacyjnych. Drugim powodem jest to, że wraz ze wzrostem pasma sygnału wzrastają również straty w przewodach, dlatego wzmacniacze muszą być umieszczone w mniejszej odległości (a ich pasmo przenoszenia musi być mocniej wyregulowane), a na 2500 km trasa ich liczba wzrasta do trzech tysięcy. Ponieważ produkty zniekształceń w linii komunikacyjnej są sumowane, wymagania dla każdego pojedynczego wzmacniacza są odpowiednio surowsze. Aby wyjaśnić, jak wysoka jest klasa tego sprzętu, zauważamy, że wzmacniacze dla systemów z kanałami 10800 mają poziom zniekształceń intermodulacyjnych trzeciego rzędu na końcu pasma przepustowego (60 MHz) nie większy niż -120 ... - 126 dB i różnica tonów nie większa niż - 130...-135 dB. Zniekształcenia intermodulacyjne wyższego rzędu są jeszcze niższe. Pasmo przenoszenia ścieżki zawierającej od dwóch do trzech tysięcy (!) wzmacniaczy w okresie eksploatacji (około 30 lat całodobowej pracy) zmienia się o nie więcej niż kilka decybeli, głównie ze względu na starzenie się kabla. Jak na standardy konwencjonalnego sprzętu jest to fantastyczne, ale w rzeczywistości jest to tylko wynik właściwego stosowania ochrony środowiska. Problem zwiększenia liniowości wzmacniaczy X. Black pracuje w Bell Labs od 1921 roku. To on opracował prawie wszystkie znane metody kompensacji zniekształceń, w szczególności korekcję zniekształceń przez tzw. połączenie bezpośrednie, a także zniekształcenia. kompensacja poprzez sumowanie zniekształconego sygnału wyjściowego z izolowanym sygnałem zniekształceń przeciwfazowych. Te środki oczywiście przyniosły skutek, ale nie wystarczyły. Kardynalnym rozwiązaniem problemu liniowości było właśnie wynalezienie wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym i, co najważniejsze, ich poprawna praktyczna realizacja, co było niemożliwe bez stworzenia odpowiedniej teorii („nie ma nic bardziej praktycznego niż dobra teoria!”). . Pierwszy krok w konstrukcji teorii został wykonany przez Harry'ego Nyquista, który znalazł metodę nadal stosowaną do określania stabilności nawet przed zamknięciem pętli NF, opartą na rodzaju odpowiedzi częstotliwościowej i odpowiedzi fazowej systemu otwartego (hodograf Nyquista). Jednak nie wszystko jest takie proste. Pomimo prostoty i pozornej oczywistości zasady działania FOS, aby naprawdę uzyskać korzyści, jakie można osiągnąć z jego użyciem, konieczne było stworzenie bardzo rozbudowanej teorii sprzężenia zwrotnego, która bynajmniej nie sprowadza się do zapewnienia stabilności (brak pokolenia). Jej budowę praktycznie ukończył wybitny amerykański matematyk holenderskiego pochodzenia Hendrik Wade Bode dopiero w 1945 roku [1]. Aby zrozumieć prawdziwą złożoność zadań, zauważamy, że nawet pierwszy patent Blacka na wzmacniacz ze sprzężeniem zwrotnym, który nie opisuje wszystkich problemów, ma objętość niewielkiej książeczki – zawiera 87 stron. Nawiasem mówiąc, w sumie X. Black otrzymał 347 patentów, z których znaczna część związana jest konkretnie z implementacją wzmacniaczy z OOS. W porównaniu z takim tomem pracy, wszystkie roszczenia współczesnych „przewrotników fundamentów”, którzy nie stworzyli niczego nawet zbliżonego do poziomu, a często nigdy nawet nie przeczytali (lub nie zrozumieli) dzieł Blacka, Nyquista i Bodego , wyglądaj co najmniej zbyt pewnie. Dlatego pytanie nie dotyczy korzystania z OOS (w rzeczywistości zawsze istnieje, ale nie zawsze wprost), ale to, aby korzystanie z niego było właściwe i przynosiło zamierzony skutek. Na które więc z „nieopisanych w podręcznikach” należy zwrócić uwagę przy projektowaniu i ocenie konstrukcji obwodów wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym? Najpierw przypominamy, że we wzorze na współczynnik przenoszenia (funkcja przenoszenia) układu sprzężenia zwrotnego H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] pojawiają się liczby i funkcje zespolone, a mianowicie:
Aby uzyskać poprawne wyniki, obliczenia muszą być prowadzone zgodnie z zasadami arytmetyki liczb zespolonych [2], o czym często zapominają nawet autorzy podręczników. Na przykład, przy kącie fazowym wzmocnienia pętli bliskim ±90°, ±270°, nieliniowości amplitudy oryginalnego wzmacniacza są prawie całkowicie przekształcane w fazowe (tj. w pasożytniczą modulację fazową, aczkolwiek osłabioną o |bK| razy). ). W tym przypadku pasożytnicza modulacja amplitudy praktycznie zanika, a wyniki pomiarów zniekształceń intermodulacyjnych mogą być o 20…30 dB bardziej optymistyczne niż faktycznie pokazuje analizator widma (i słuch w przypadku UMZCH). Niestety tak właśnie jest w przypadku większości jednostek organizacyjnych i wielu UMZCH. Dobrym przykładem jest wzmacniacz z prądowym sprzężeniem zwrotnym opisany przez Marka Alexandra [3]. Rzeczywisty poziom zniekształceń intermodulacyjnych (w skrócie IMD) tego wzmacniacza na sygnale dwutonowym o częstotliwościach 14 i 15 kHz według analizatora widma wynosi około 0,01%, co jest zgodne z wykresem harmonicznych zniekształcenia w stosunku do częstotliwości (około 0,007% przy częstotliwości 15 kHz). Jeśli zniekształcenia intermodulacyjne tego wzmacniacza są mierzone standardową metodą (tylko modulacja amplitudy), to wynikowe wartości IMD będą znacznie niższe. Przy częstotliwości 7 kHz otrzymujemy tylko znikome 0,0002%, a przy 15 kHz około 0,0015%, czyli znacznie mniej niż rzeczywiste wartości(odpowiednio około 0,005 i 0,01%). O tym efekcie wspomniał również mimochodem Matti Otala [4]. Następna chwila. Ważne jest, aby zrozumieć, że FOS nie może zmniejszyć bezwzględnej wartości produktów zniekształceń i szumów wprowadzanych na wejście w porównaniu z sytuacją, gdy pętla FOS jest otwarta, a poziomy sygnału na wyjściu są takie same w obu przypadkach. Przy wystarczająco wysokich częstotliwościach wzmocnienie dowolnego wzmacniacza spada; w konsekwencji wzrasta również sygnał różnicowy we wzmacniaczu ze sprzężeniem zwrotnym. W związku z tym w obszarze wyższych częstotliwości, wejście i kolejne kaskady nieuchronnie zaczną wykazywać swoją nieliniowość, ponieważ wzrost sygnału różnicowego we wzmacniaczu ze sprzężeniem zwrotnym jest w stanie prawie podwoić wartość wejściową [5] ze względu na przesunięcie fazowe . Zwracamy również uwagę, że przy zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego produkty zniekształceń, zwłaszcza wysokiego rzędu, takie jak „zęby” przełączania ramion stopnia wyjściowego, są podobne do sygnałów wejściowych o wysokiej częstotliwości, a wejściowy filtr dolnoprzepustowy nie może pomoc tutaj. Dlatego, aby zapobiec katastrofalnej ekspansji widma zniekształceń intermodulacyjnych wraz z wprowadzeniem FOS, wysoce pożądane jest zapewnienie szybszego zaniku obwiedni widma produktów zniekształceń bez FOS niż tempo zaniku wzmocnienie pętli. Warunek ten jest niestety nie tylko mało znany (Bode tylko na to wskazuje, uznając to za oczywiste), ale też niezwykle rzadko jest spełniony. Z tego samego powodu wprowadzona dla stabilności korekcja częstotliwości nie powinna prowadzić do pogorszenia liniowości wzmacniacza w całym zakresie częstotliwości, aż do częstotliwości wzmocnienia jedności, a nawet nieco powyżej. Najbardziej oczywistym sposobem osiągnięcia tego jest wykonanie korekcji w taki sposób, aby bezpośrednio zredukować wartość sygnału wejściowego, jak to zrobiono w słynnym wzmacniaczu M. Otala (rys. 1). Należy zauważyć, że zastosowane tutaj „wygaszanie” sygnału różnicowego na wejściu przez układ R6C1 daje ostatecznie znacznie lepszy wynik niż szablonowy układ korekcji częstotliwości typu op-amp, pomimo obecności w obwodach emiterowych różnicowych stopni doładowania kondensatory C2, C4, C6, które znacznie zwiększają nieliniowość dynamiczną.
Powyższe wyjaśnia celowość dużego marginesu liniowości w stadiach poprzedzających te, w których powstaje główny zanik odpowiedzi częstotliwościowej - we wzmacniaczach ze sprzężeniem zwrotnym jest to konieczne przede wszystkim w celu zapobieżenia znacznemu poszerzeniu spektrum produktów zniekształceń . W celu zwiększenia liniowości stopni wejściowych często zaleca się stosowanie w nich tranzystorów polowych, jednak zalecenie to ma sens tylko w przypadku stosowania dyskretnych tranzystorów polowych o wysokim napięciu odcięcia (powyżej 5 V). i ustawienie odpowiedniego trybu (około połowy prądu początkowego, jednak wzmocnienie takiego stopnia niewielkie). Wzmacniające kaskady na tranzystorach bipolarnych z wprowadzeniem lokalnego sprzężenia zwrotnego, zapewniające taką samą efektywną transkonduktancję i pracujące przy tym samym prądzie, co kaskady na tranzystorach polowych, zawsze zapewniają znacznie lepszą liniowość, szczególnie przy wysokich częstotliwościach, ze względu na lepszy stosunek pojemności skrośnej do transkonduktancji [6]. Zastosowanie standardowych wzmacniaczy operacyjnych z wejściem „polowym”, w którym tranzystory wejściowe działają w trybie około 0,6…, w którym na rezystorach emiterowych spada nie więcej niż 0,7…0,1 V. wzmacniaczy operacyjnych z wejściem „bipolarnym”, spadek napięcia na rezystorach emiterowych jest zwykle nie mniejszy niż 0,2…300 mV, więc liniowość ich stopni wejściowych jest wyższa, a ich pojemność wejściowa mniejsza. Właśnie z tych powodów wzmacniacze operacyjne o wysokiej liniowości i dużej prędkości z wejściem polowym (takie jak OPA500 i AD655) są zwykle budowane jako połączenie stopni tranzystorów bipolarnych z wtórnikami źródła wejściowego. Aby zwiększyć liniowość stopni wejściowych, najskuteczniej jest zastosować lokalne sprzężenie zwrotne zależne od częstotliwości, które jednocześnie zapewnia niezbędny spadek odpowiedzi częstotliwościowej i wzrost liniowości (na przykład z cewkami indukcyjnymi w obwodach emiterowych stopni wejściowych [7]). Lokalna ochrona środowiska zależna od częstotliwości zmniejsza utratę głębokości ogólnej ochrony środowiska w paśmie częstotliwości roboczej; ma zastosowanie zarówno w stopniach wzmocnienia napięcia (na przykład w wzmacniaczach operacyjnych LM101, LM318, NE5534 [8]), jak i w stopniach wyjściowych (na przykład w wzmacniaczach operacyjnych OR275, LM12 oraz w mikroukładach UMZCH TDA729x i LM3876 / 3886 ). Dlatego przy konstruowaniu wzmacniacza ze sprzężeniem zwrotnym należy zadbać o akceptowalną (przynajmniej nie gorszą niż kilka procent) liniowość i lepszą stabilność charakterystyk bez sprzężenia zwrotnego właśnie w zakresie częstotliwości, w którym wzmocnienie pętli jest niewielkie, a nie przy niskich częstotliwościach. , gdzie wzmocnienie pętli jest wysokie. Szereg środków poprawiających liniowość przy niskich i średnich częstotliwościach (na przykład wprowadzenie tak zwanego łącza śledzącego we wzmacniaczu kaskadowym) prowadzi jednocześnie do pogorszenia stabilności charakterystyk i (lub) spadku w liniowości na HF. Dlatego ich wprowadzenie do wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym jest niepraktyczne. W przypadku stosowania lokalnego OOS, aby uzyskać dobre wyniki, konieczna jest optymalizacja ich charakterystyk częstotliwościowych, ponieważ każdy z nich nie tylko zwiększa liniowość tej kaskady, ale także zmniejsza wzmocnienie pętli w ogólnym obwodzie OOS. Zadanie to nie jest trywialne, nie można obejść się bez bardzo dokładnego modelowania i optymalizacji komputerowej. Jako zasadę pierwszego przybliżenia możemy przyjąć, że bliski optymalnej opcji jest ta, w której udział wszystkich stopni w wynikowym zniekształceniu wzmacniacza z OOS (z zamkniętą pętlą OOS!) jest w przybliżeniu taki sam. Co więcej, w przypadku wzmacniaczy ze wspólnym sprzężeniem zwrotnym niezwykle ważne jest, aby w pętli sprzężenia zwrotnego nie występowały spadki dynamicznego śledzenia. Oznacza to, że nieliniowości dynamiczne są niedopuszczalne i prowadzą do gwałtownych zmian charakterystyk, np. z powodu zablokowania lub nasycenia (quasi-nasycenia) tranzystorów lub z powodu pojawienia się prądów siatkowych w lampach, gdy sygnał jest podawany przez kondensator sprzęgający. Jeżeli z jakichś względów nie można wykluczyć takich zjawisk, konieczne jest podjęcie działań zmierzających do zniwelowania ich wpływu w obszarach częstotliwości, w których wzmocnienie pętli jest niewielkie (zwłaszcza w zakresie częstotliwości wzmocnienia jedności), stosując np. lokalną ochronę środowiska. Doskonałym przykładem jest stopień wyjściowy push-pull NE5534 [8] oparty na tranzystorach o tej samej strukturze przewodnictwa. Wydawałoby się, że kaskada jest bardzo nieliniowa: górne ramię to popychacz emitera, dolne to tranzystor ze wspólnym emiterem. Niemniej jednak, ze względu na wzrost głębokości lokalnego FOS z częstotliwością, w systemie operacyjnym nie ma nawet śladów „kroków” (oczywiście pod warunkiem, że płyta jest prawidłowo poprowadzona). Dlatego głównym źródłem zniekształceń w tym wzmacniaczu najczęściej okazuje się właśnie przeciążenie stopnia wejściowego, który nie zawiera (w celu zminimalizowania szumów) rezystorów emiterowych! Tak czy inaczej, ten wzmacniacz operacyjny nie ma wzrostu zniekształceń w paśmie częstotliwości audio, nawet przy wzmocnieniu z NFB 40 dB (P = 0,01), gdy głębokość całkowitego NFB przy 20 kHz nie przekroczyć 30 dB. Zniekształcenia w tym przypadku nie przekraczają 0,005% (dotyczy to wahań sygnału wyjściowego 20 V od szczytu do szczytu), a ich widmo jest praktycznie ograniczone przez trzecią harmoniczną. Jednocześnie podłączenie obciążenia do 500 omów prawie nie ma wpływu na zniekształcenia. Spośród innych wad obwodu szczególnie niebezpieczna jest histereza dynamiczna (tworzona przez większość obwodów przeznaczonych do „płynnego” przełączania ramion stopni wyjściowych push-pull) oraz „centralne odcięcie” występujące przy wysokich częstotliwościach – krok ( standardowa choroba stopni wyjściowych na tranzystorach złożonych zgodnie ze schematem Shiklai lub na podstawie wzmacniacza „równoległego”). Z punktu widzenia stabilności wady te są równoznaczne z pojawieniem się dodatkowego przesunięcia fazowego, sięgającego nawet 80°…100°. W wielu wzmacniaczach operacyjnych i niektórych modelach potężnych wzmacniaczy, aby przezwyciężyć te niedociągnięcia, stosowane są obwody obejścia RF (wielokanałowy system operacyjny). Kwestia wyboru rodzaju odpowiedzi częstotliwościowej wzmocnienia pętli jest dość dobrze omówiona w literaturze klasycznej, np. w [1]. Dobór optymalnej liczby stopni wzmocnienia z uwzględnieniem ich względnej szybkości oraz projektowanie systemów z wielokanałowym FOS szczegółowo omówiono w [9], więc poniżej podajemy tylko krótkie informacje. Ponieważ „najwolniejszy” węzeł UMZCH jest najczęściej mocnym stopniem wyjściowym, optymalna liczba kaskad w UMZCH z punktu widzenia liniowości i głębokości sprzężenia zwrotnego jest z pewnością nie mniejsza niż trzy (jak ustalił Bode, przy w przybliżeniu równej prędkości kaskady, wzmacniacz trójstopniowy jest optymalny). W przypadku wykonywania korekcji obwodami z pominięciem kaskad na RF, liczba kaskad jest ograniczona jedynie komplikacją urządzenia. Podział ogólnej pętli FOS na kilka pętli lokalnych, promowany przez wielu autorów, jest niecelowy pomimo uproszczenia konstrukcji. Pokrycie „lokalnym” sprzężeniem zwrotnym więcej niż jednego stopnia we wzmacniaczu, jak pokazał Bode, prowadzi do utraty potencjalnie osiągalnej liniowości. Na przykład dwie kaskady połączone szeregowo z lokalnym NFB o wartości 30 dB każda będą miały oczywiście gorszą liniowość niż te same dwie kaskady objęte całkowitym NFB wynoszącym 60 dB w tym samym paśmie częstotliwości. Oczywiście są pewne wyjątki od tej reguły. Tak więc, do tworzenia odpowiedzi częstotliwościowej wzmocnienia pętli, przydatne jest zastosowanie zależnego od częstotliwości lokalnego sprzężenia zwrotnego, gdy w obszarze częstotliwości roboczych wzmacniacza są one praktycznie wyłączone i nie zmniejszają osiągalnej głębokości Ogólna opinia. Inny przykład – we wzmacniaczach mikrofalowych wykonanych na elementach dyskretnych nadmierne przesunięcie fazowe wprowadzone przez elementy aktywne i obwody pasywne zaczyna przewyższać naturalne, określone zanikiem odpowiedzi częstotliwościowej, a osiągalna głębokość całkowitego OOS jest niewielka. W takim przypadku bardziej praktyczne jest użycie łańcuchów przeplatających się lokalnych FOS zamiast ogólnego FOS. Margines stabilności fazy przy wysokich częstotliwościach dla UMZCH nie powinien być wybierany mniej niż 20 ° ... 25 ° (niższy - zawodny) i nieopłacalne jest zwiększanie więcej niż 50 ° ... 70 ° (zauważalne straty w obszarze wzmocnienia, tj. prędkość i głębokość OOS). Aby zwiększyć głębokość OOS w paśmie częstotliwości roboczej, zaleca się wprowadzenie sekcji wzmocnienia pętli o nachyleniu około 12 dB na oktawę w odpowiedzi częstotliwościowej. Jeszcze lepiej jest utworzyć odpowiedź częstotliwościową wzmocnienia pętli, takiego jak cięcie Bode lub stabilne Nyquista (z przesunięciem fazowym powyżej 180 °), jednak ich prawidłowa implementacja jest dość skomplikowana i dlatego nie zawsze jest uzasadniona. Dlatego UMZCH z charakterystyką częstotliwościową wzmocnienia pętli Nyquista, o ile wiadomo, nie są produkowane masowo. Opisane w literaturze konstrukcje mają znaczne ograniczenia eksploatacyjne (w szczególności niedopuszczalność wchodzenia na wejście sygnałów o wysokiej częstotliwości, słabe obcinanie napięcia wyjściowego). Usunięcie tych ograniczeń jest możliwe, ale uciążliwe. Innym często pomijanym bardzo ważnym czynnikiem wykonalności jest projekt kaskad objętych sprzężeniem zwrotnym. Powinno to zapewnić, że nie ma pasożytniczych szczytów rezonansowych przy zanikaniu odpowiedzi częstotliwościowej i poza pasmem przepustowym, zmuszając, w celu zapewnienia stabilności, do sztucznego obniżenia prędkości wzmacniacza jako całości (patrz przykłady odpowiedzi częstotliwościowej wzmacniacze pętli sprzężenia zwrotnego pokazane na rys. 2). Obecność pasożytniczych szczytów w odpowiedzi częstotliwościowej znacznie zmniejsza głębokość OOS osiągalną bez samowzbudzenia. Krzywa 1 demonstruje możliwość zapewnienia dużego (10 dB) marginesu stabilności przy częstotliwości wzmocnienia jednostkowego około 2 MHz. Głębokość OOS przy 20 kHz wynosi co najmniej 40 dB. Krzywa 2 ma pik pasożytniczy, którego współczynnik jakości wynosi około 20 (w rzeczywistości może być nawet więcej). Aby wzmacniacz o takiej charakterystyce częstotliwościowej nie był wzbudzany (z marginesem stabilności tylko 2 ... 3 dB), wzmocnienie pętli i pasmo sprzężenia zwrotnego takiego wzmacniacza będą musiały zostać zmniejszone o współczynnik 20 w porównaniu z krzywą 1, a częstotliwość prawdopodobnego samowzbudzenia będzie sto razy wyższa niż nominalna częstotliwość wzmocnienia jedności!
Podsumowując krótką recenzję, zauważamy, że każdy projekt to zbiór kompromisów, dlatego bardzo ważne jest, aby zastosowane rozwiązania były ze sobą powiązane, a projekt stanowił jedną całość. Na przykład w odniesieniu do UMZCH nie ma szczególnego powodu, aby konkretnie osiągnąć głębokość sprzężenia zwrotnego powyżej 80 ... 90 dB w paśmie częstotliwości audio, ponieważ głównym źródłem produktów zniekształceń w tym przypadku nie będą już elementy aktywne, ale konstruktywne, na przykład interferencja ze stopni wyjściowych push-pull. Oczywiste jest, że w takim przypadku ważniejsze jest staranne dopracowanie projektu, jak to ma miejsce w jednym z autorskich projektów [10] lub w zagranicznych wzmacniaczach marek Halcro i Dynamic Precision. literatura
Autor: S. Ageev, Moskwa; Publikacja: radioradar.net
Hałas drogowy opóźnia rozwój piskląt
06.05.2024 Bezprzewodowy głośnik Samsung Music Frame HW-LS60D
06.05.2024 Nowy sposób kontrolowania i manipulowania sygnałami optycznymi
05.05.2024
▪ Projektor LG TV Mini Beam Master Full HD ▪ Podwodne wulkany mogą ogrzewać całe kontynenty ▪ Niemowlęta są odporne na złudzenia wzrokowe ▪ Wpływ ukąszeń komarów na organizm
▪ sekcja witryny Ochrona sprzętu elektrycznego. Wybór artykułu ▪ artykuł Pociągnij za uszy. Popularne wyrażenie ▪ artykuł Który z książąt kijowskich jako pierwszy przyjął chrześcijaństwo? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł Przybliżona struktura i zawartość głównych dokumentów OSMS ▪ artykuł Elastyczne monety. Sekret ostrości
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony