Inwerterowe źródło prądu spawania. Doświadczenie w naprawie i obliczaniu elementów elektromagnetycznych. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / sprzęt spawalniczy

 Komentarze do artykułu

Inwertorowe spawalnicze źródła prądu (IIST), czasami nie do końca poprawnie nazywane wysokoczęstotliwościowymi, mają wyraźną przewagę nad klasycznymi transformatorowymi (mniejsza masa i objętość, doskonała charakterystyka obciążenia), ale nie są one powszechnie stosowane w naszym kraju. Najprawdopodobniej ze względu na wysokie, niedostępne dla większości potencjalnych konsumentów koszty.

Wielu radioamatorów próbuje stworzyć własny IIST. Na tej ścieżce pojawiają się jednak znaczne trudności, przede wszystkim z powodu braku doświadczenia w opracowywaniu urządzeń energochłonnych, w których wartości prądu i napięcia znacznie wykraczają poza zwykłe granice.

Autor dzieli się swoim doświadczeniem w naprawie produkowanych przemysłowo IIST, co wymagało selekcji uszkodzonych elementów mocy i dość znacznych zmian w obwodzie. Podano metodę obliczania głównych elementów elektromagnetycznych IIST.

W pewnym momencie wpadła mi w ręce wadliwa spawarka Castolin Eutectic RytmArc, wypuszczony na rynek w 1988 r. Poprzedni właściciel, nie wierząc już, że da się to naprawić, oddał na części. Podczas badania urządzenia okazało się, że ten typowy przedstawiciel rodziny jednofazowych IIST małej mocy zorientowanych do użytku domowego jest wykonany zgodnie ze schematem jednocyklowego falownika półmostkowego do przodu, typowego dla urządzeń tej klasy i przeznaczony jest do ręcznego spawania elektrycznego prądem stałym 5...140 A o względnym czasie spawania do 100% cyklu spawanie/przerwa.

W oryginalnej wersji falownik został zbudowany na potężnych wysokonapięciowych bipolarnych tranzystorach złożonych ESM2953, które uległy awarii. Kilka tranzystorów niższej mocy również okazało się wadliwych, a niektórych części po prostu brakowało.

W takiej sytuacji najbardziej uzasadnioną decyzją wydawał się zakup nowych tranzystorów i wymiana na nie przepalonych. Jednak firma handlowa, która znalazła potrzebne tranzystory, zaoferowała je w cenie 65 USD za sztukę, z zastrzeżeniem zakupu całego pakietu - 50 sztuk. Oczywiście ta opcja nie zadziałała i musiałem szukać alternatywy. Wybór padł na tranzystory bipolarne IRG1PC4U z izolowaną bramką (IGBT [50]), które były swobodnie dostępne w sprzedaży detalicznej po 14 USD za sztukę.

W przeciwieństwie do ESM2953, kolektor tranzystora IRG4PC50U jest elektrycznie połączony z podstawą radiatora. Dlatego postanowiono, montując każdy IGBT na aluminiowej płycie o wymiarach 30x25x4 mm, docisnąć ten ostatni do głównego radiatora przez mikowe przekładki o grubości 0,5 mm. Ponieważ mika o wymaganej grubości nie była dostępna, uszczelki zostały zmontowane z kilku warstw cieńszej, „sklejonej” pasty przewodzącej ciepło.

Do uruchomienia IIST konieczne było opracowanie i wyprodukowanie nowego sterownika do sterowania tranzystorem IGBT oraz timera utraty ogranicznika prądu ładowania kondensatora filtrującego prostownika sieciowego. Płytka jednostki sterującej na szczęście nie wymagała naprawy. Odrestaurowane urządzenie działa bezawaryjnie od ponad czterech lat.

Schemat IIST po naprawie pokazano na ryc. 1, a jego wygląd po zdjęciu osłony pokazano na ryc. 2, gdzie zaznaczono główne elementy. Ze względu na brak dokumentacji fabrycznej oznaczenia elementów elementów z "markowymi" nie zgadzają się.

(kliknij, aby powiększyć)

Rozwiązania techniczne zastosowane w tym IIST są typowe dla urządzeń tej klasy. Dla tych, którzy zamierzają samodzielnie naprawiać lub nawet konstruować takie urządzenia, przydatne jest bardziej szczegółowe zapoznanie się z jego urządzeniem.

Gdy przełącznik SA1 jest zamknięty, napięcie przemienne 220 V, 50 Hz jest podawane do uzwojenia pierwotnego transformatora T1, które zasila wszystkie elementy elektroniczne IIST (z wyjątkiem samego falownika) oraz przez rezystor R1, który ogranicza początkowego udaru prądowego do prostownika dwóch połączonych równolegle mostków diodowych VD1 i VD2.

Tętnienie wyprostowanego napięcia jest wygładzane przez kondensator tlenkowy C2. Po około 1 s potrzebnej do pełnego naładowania tego kondensatora, zostaje wyzwolony timer (jego obwód pokazano na rys. 3) i zamknięte styki przekaźnika K1.1 zwierają rezystor bocznikowy R1, wyłączając ten ostatni z obwodu prądu pobieranego z sieci i tym samym eliminując bezużyteczne straty energii.

W rzeczywistości dwa identyczne przekaźniki są zainstalowane w IIST jako K1, których uzwojenia i styki są połączone równolegle. Kolejny przekaźnik K2, zgodnie z sygnałami z płyty jednostki sterującej, włącza i wyłącza wentylator M1. Przetwornik temperatury i prądu VK1, zamontowany na radiatorze z potężnych tranzystorów, służy jako czujnik temperatury.

Falownik na IGBT VT1 i VT2 przetwarza wyprostowane napięcie sieciowe na częstotliwość impulsów około 30 kHz. Transformator ТЗ zapewnia izolację galwaniczną między obwodem spawalniczym a siecią. Jego współczynnik transformacji jest dobrany tak, że amplituda impulsów na uzwojeniu wtórnym jest dwukrotnie większa od określonego napięcia obwodu otwartego IIST. Szczegóły dotyczące zasady działania jednocyklowego falownika półmostkowego można znaleźć np. w [2, 3].

Przekładnik prądowy T2 jest połączony szeregowo z obwodem uzwojenia pierwotnego przekładnika TK i przeznaczony jest do sterowania przepływającym tu prądem.

W falownikach przełączających wysokiej częstotliwości indukcyjność magnesowania i upływu transformatorów wraz z indukcyjnością pasożytniczą instalacji akumulują znaczną energię bierną. Przekształcenie go w ciepło doprowadziłoby do znacznego spadku wydajności urządzenia. Dlatego stosując specjalne rozwiązania obwodów starają się przekazać zgromadzoną energię do obciążenia lub regenerować – powrót do źródła zasilania.

W momentach zmiany stanu wyłączników mocy każda indukcyjność, w tym pasożytnicza, staje się źródłem impulsów napięciowych o samoindukcji, często niebezpiecznych dla elementów przetwornika wielkości. Tłumiące obwody RC z diodami i bez mają na celu zmniejszenie amplitudy tych impulsów. Aby zmniejszyć indukcyjność rozproszenia szkodliwą dla pracy IIST, pożądane jest stosowanie transformatorów z toroidalnymi obwodami magnetycznymi, a przemyślany układ urządzenia zmniejsza indukcyjność instalacji.

Napięcie uzwojenia wtórnego transformatora TZ prostuje prostownik półfalowy na diodach umieszczonych w czterech zespołach diodowych VD7-VD10 (po dwie diody). Cewka indukcyjna L1, połączona szeregowo z obwodem spawalniczym, wygładza prąd wyprostowany.

Jednostka sterująca generuje impulsy otwarcia dla falownika IGBT, dostosowując ich cykl pracy w taki sposób, aby charakterystyka obciążenia zewnętrznego IIST spełniała wymagania wysokiej jakości spawania elektrycznego. Wejścia regulatora odbierają sygnały zwrotne dla napięcia (z wyjścia prostownika) i prądu (z uzwojenia wtórnego przekładnika prądowego T2). Rezystor zmienny R2 reguluje prąd spawania.

na ryc. 4 przedstawia obwód sterownika, który wzmacnia impulsy generowane przez jednostkę sterującą do amplitudy wymaganej do sterowania IGBT VT1 i VT2. Został opracowany w celu zastąpienia sterownika, który sterował tranzystorami bipolarnymi zainstalowanymi w IIST przed naprawą.

Transformator T1 izoluje obwody wejściowe dwóch identycznych kanałów sterujących od jednostki sterującej i od siebie nawzajem. W tym przypadku transformator jako element izolujący ma niezaprzeczalną przewagę nad transoptorem, gdyż przy odpowiednim doborze parametrów automatycznie ogranicza czas trwania impulsów docierających do bramek IGBT do wartości, przy której obwód magnetyczny transformator mocy TK nie jest jeszcze nasycony (patrz rys. 1). Uzwojenia wtórne II i III transformatora izolacyjnego są połączone w taki sposób, aby kanały pracowały w fazie, co jest wymagane do prawidłowej pracy falownika single-ended.

Rozważ działanie jednego z kanałów - górnego zgodnie ze schematem.

Impulsy z uzwojenia II transformatora T1 przez rezystor R1 są podawane na wejście układu kształtującego, zmontowanego na chipie DD1. Wzmacniacz mocy na tranzystorach VT1 i VT2 zapewnia szybkie ładowanie i rozładowywanie dość znacznej charakterystyki pojemnościowej tranzystorów IGBT między bramką a emiterem. Rezystor R9 zapobiega oscylacjom w obwodzie utworzonym przez indukcyjność przewodu łączącego i pojemność wejściową tranzystora IGBT.

Prostownik i stabilizator napięcia zasilania są zmontowane na mostku diodowym VD1 i chipie DA1. Napięcie przemienne do prostownika pochodzi z osobnego izolowanego uzwojenia wtórnego transformatora T1 (patrz rys. 1). Podczas produkcji przetwornika należy zwrócić szczególną uwagę na jakość izolacji pomiędzy jego kanałami. Musi wytrzymać napięcie przekraczające dwukrotnie amplitudę sieci.

Rozpoczynając samodzielny rozwój IIST, trzeba stawić czoła wielu problemom, które nawet nie pojawiają się podczas napraw - wszystkie zostały już rozwiązane w taki czy inny sposób przez programistów i producenta.

Największe trudności wiążą się z wyborem przyrządów półprzewodnikowych, które przełączają duży prąd przy stosunkowo wysokim napięciu. Bardzo ważny jest prawidłowy wybór obwodu falownika, obliczenie i zaprojektowanie jego elementów elektromagnetycznych.

W przypadku braku doświadczenia programistycznego zasadne jest dążenie do powtarzania rozwiązań „docieranych”.

Problem komplikuje fakt, że praktycznie nie ma literatury, w której można by znaleźć gotowe, sprawdzone metody projektowania IIST. Na przykład w [3] prezentacja jest tak zwięzła, że ​​dostępne tam obliczenia są praktycznie niemożliwe do rozciągnięcia na specyficzne problemy opracowania źródła spawalniczego.

W poniższym materiale przedstawiono dość szczegółowo wnioski z obliczonych wskaźników. Zdaniem autora pozwoli to radioamatorom lepiej zrozumieć procesy zachodzące w elementach elektromagnetycznych IIST iw razie potrzeby skorygować ustaloną metodologię.

W warunkach tak gwałtownie zmiennego obciążenia, jak łuk spawalniczy, jednocyklowy falownik półmostkowy do przodu wypada korzystnie w porównaniu z innymi. Nie wymaga wyważania, nie podlega takiej chorobie jak prądy przelotowe, wystarczy do tego stosunkowo prosta jednostka sterująca. W przeciwieństwie do falownika flyback, którego kształt prądu w elementach jest trójkątny, w falowniku do przodu jest prostokątny. Dlatego przy tym samym prądzie obciążenia amplituda impulsów prądu w falowniku do przodu jest prawie dwa razy mniejsza.

OBLICZANIE TRANSFORMATORA MOCY

Wspólną cechą wszystkich falowników jednocyklowych jest praca z jednostronnym magnesowaniem obwodów magnetycznych transformatorów mocy. Gdy natężenie pola magnetycznego zmienia się od zera do maksimum i odwrotnie, indukcja magnetyczna B zmienia się w zakresie od maksimum Bm do szczątkowego Br.

na ryc. 5 przedstawia uproszczony schemat jednocyklowego falownika półmostkowego do przodu.

Gdy tranzystory VT1 i VT2 są otwarte, energia pierwotnego źródła napięcia jest przekazywana przez transformator T1 do obciążenia. Obwód magnetyczny transformatora jest namagnesowany w kierunku do przodu (sekcja 1-2 na ryc. 6). Po zamknięciu tranzystorów prąd w obciążeniu jest wspomagany energią zmagazynowaną przez cewkę indukcyjną L1. W takim przypadku obwód jest zamknięty przez diodę VD4. Pod działaniem pola elektromagnetycznego samoindukcji uzwojenia I diody VD1 i VD2 są otwarte, przepływa przez nie prąd rozmagnesowania obwodu magnetycznego (sekcja 2-1 na ryc. 6).

Indukcja w obwodzie magnetycznym zmienia się tylko o ΔВ1 = Bm-Br1, czyli znacznie mniej niż wartość 2Vm możliwa w falowniku przeciwsobnym. Jednak przy zerowym natężeniu pola indukcja będzie równa Br1 tylko w obwodzie magnetycznym, który nie ma przerwy niemagnetycznej. Ten ostatni zmniejszy indukcję resztkową do wartości Br2. Z [4] wynika, że ​​nowa wartość indukcji szczątkowej odpowiada punktowi przecięcia pierwotnej krzywej namagnesowania z linią prostą poprowadzoną od początku układu współrzędnych pod kątem Θ:

gdzie μ0 to bezwzględna przenikalność magnetyczna (stosunek indukcji magnetycznej do natężenia pola magnetycznego w próżni, stała fizyczna równa 4π-10-7 H/m); lc jest średnią długością linii pola magnetycznego; δ to długość przerwy niemagnetycznej. W wyniku wprowadzenia przerwy o długości δ zakres indukcji w obwodzie magnetycznym wzrośnie do ΔВ2=Вm-Br2.

Nasza branża nie produkuje obwodów magnetycznych specjalnie dla IIST. Aby wykonać transformator mocy inwertera, możesz użyć obwodów magnetycznych przeznaczonych do transformatorów linii telewizyjnych. Dla przykładu obwód magnetyczny PK40x18 z transformatora TVS-90LTs2 (stosowanego w telewizorach ULPCT) ma przekrój 2,2 cm2, powierzchnię okna 14,4 cm2 i średnią długość linii pola magnetycznego 200 mm. Wykonany jest z ferrytu manganowo-cynkowego M3000NMS1, przeznaczonego do pracy w silnych polach magnetycznych, na co wskazuje indeks C w oznaczeniu [5], i posiada następujące parametry pętli histerezy: Bs=0,45 T (przy H=800 A/m), W=0,33 T (przy H=100 A/m i T=60°C), Bg=0,1 T, Hc=12A/m. W warunkach jednostronnego namagnesowania zakres indukcji w tym obwodzie magnetycznym, zmontowanym bez przerwy, nie przekroczy 0,23 T.

Postawmy sobie za cel wykorzystanie szczeliny niemagnetycznej do zmniejszenia indukcji szczątkowej do 0,03 T, co zwiększy zakres indukcji do 0,3 T. Zakładając, że zależność B=f(H) przy zmianie natężenia pola od -Нс do zera jest praktycznie liniowa, znajdujemy zmianę indukcji na odcinku od 0 do Br2. W tym celu narysujmy poziomą linię na poziomie Br2 aż do przecięcia się z krzywą namagnesowania i znajdźmy ujemne natężenie pola w obwodzie magnetycznym -H1=8,4 A/m odpowiadające tej indukcji. W naszym przypadku

Z (1) znajdujemy długość szczeliny niemagnetycznej:

Natężenie pola w szczelinie przy maksymalnej indukcji Bm=0ZTl

Amperoobroty magnetyzacji obwodu magnetycznego

W trybie jałowym napięcie wejściowe falownika (U1, patrz rys. 5) jest równe wartości szczytowej sieci (310 V). Biorąc pod uwagę spadek napięcia na kluczowych tranzystorach oraz rezystancję czynną uzwojenia, można przyjąć, że na uzwojenie pierwotne transformatora przyłożone jest napięcie 300 V. Napięcie wyjściowe źródła w stanie spoczynku w obwodzie otwartym powinno być 50 V.

Obliczenia zostaną wykonane dla przypadku, gdy czas trwania impulsu jest równy połowie okresu, co odpowiada maksymalnemu zakresowi indukcji w obwodzie magnetycznym. W tych warunkach wymagana jest amplituda impulsu napięcia wtórnego 100 V (dwukrotność wymaganej wartości napięcia obwodu otwartego). Dlatego współczynnik transformacji transformatora mocy musi być równy

Należy zauważyć, że nie uwzględnia się tutaj wpływu indukcyjności rozproszenia uzwojeń transformatora. Jego obecność prowadzi do wyższej od obliczonej wartości napięcia obwodu otwartego.

Skuteczna wartość prądu uzwojenia wtórnego, która ma postać impulsów prostokątnych, jest odnoszona do średniej, równej prądowi spawania iCB, przez stosunek

gdzie λ jest stosunkiem czasu trwania impulsów do okresu ich powtarzania (cyklu pracy). Przy iCB = 140 A i λ = 0,5

Efektywna wartość prądu uzwojenia pierwotnego (bez prądu magnesującego)

Amplituda impulsu prądu obciążenia w uzwojeniu pierwotnym

Przy częstotliwości 30 kHz straty energii w rdzeniu ferrytowym można pominąć. Straty w drutach uzwojenia rosną wraz ze wzrostem częstotliwości w wyniku przemieszczania się prądu na powierzchnię przewodnika, co prowadzi do zmniejszenia jego efektywnego przekroju. Zjawisko to nazywane jest efektem powierzchni lub skóry. Przejawia się to tym mocniej, im wyższa częstotliwość i większa średnica napędu. Aby zmniejszyć straty, stosuje się linkę z cienkich izolowanych przewodników - licę. Aby pracować z częstotliwością 30 kHz, średnica każdego z nich nie powinna przekraczać 0,7 mm [3].

Pole elektromagnetyczne jednego zwoju jest obliczane według wzoru

gdzie dФ/dt jest szybkością zmiany strumienia magnetycznego sprzężonego z cewką; ΔB - zakres indukcji w obwodzie magnetycznym, T; Sc - przekrój obwodu magnetycznego, cm2; tM - czas trwania impulsu, s; f - częstotliwość powtarzania impulsów, Hz.

Liczbę zwojów, które mieszczą się w oknie obwodu magnetycznego, można znaleźć za pomocą wzoru

gdzie S0 - powierzchnia okna, cm2; - współczynnik jego wypełnienia drutem (przyjmiemy równy 0,25); ieff - efektywna wartość prądu; J to gęstość prądu w drucie uzwojenia, A/mm2.

Aby określić parametry obwodu magnetycznego, wprowadzamy wartość warunkową równą iloczynowi amplitudy napięcia na uzwojeniu i wartości skutecznej przepływającego przez nie prądu. Ponieważ ma wymiar mocy, nazwijmy ją mocą warunkową

W naszym przypadku

Przyjmijmy gęstość prądu w uzwojeniach transformatora J = 4 A/mm2, zakres indukcji w obwodzie magnetycznym ΔВ = 0,3 T i z (2) znajdujemy

Obwód magnetyczny w kształcie litery W wymagany dla obliczonego transformatora można złożyć z czterech PK40x18, jak pokazano na ryc. 7.

Otrzymujemy rdzeń magnetyczny o Sc=8,8 cm2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4. Znajdźmy dla niego EMF jednej tury

Liczba zwojów uzwojenia pierwotnego

Wybieramy równą 21 - najbliższą większą liczbę całkowitą, wielokrotność współczynnika transformacji (Ktr = 3). Liczba zwojów uzwojenia wtórnego

Kształt prądu w uzwojeniu pierwotnym transformatora mocy pokazano na ryc. osiem.

Amplituda jego składowej magnesującej wynosi

Maksymalna wartość prądu przełączników tranzystorowych i uzwojenia pierwotnego

Aby dokładnie obliczyć efektywną wartość prądu uzwojenia pierwotnego, będziesz musiał przejść do rachunku całkowego:

Dokładne obliczenie daje 33,67 A, co różni się od wcześniej obliczonej wartości (33,3 A) bez uwzględnienia prądu magnesowania tylko o 1%.

Przekrój przewodów nawojowych:

Podczas nawijania drutem licowym, rekrutowanym z drutów izolowanych o średnicy 0,55 mm, wymagana jest wiązka 36 drutów do uzwojenia pierwotnego i 105 drutów do uzwojenia wtórnego.

Nawijanie transformatora licą wymaga pewnego doświadczenia. Przede wszystkim musisz przygotować licę. Aby to zrobić, w odległości nieco większej niż wymagana długość, zamocowane są dwa haczyki, których rolę z powodzeniem mogą pełnić klamki. Pomiędzy hakami przeciągnij wymaganą liczbę drutów. Za pomocą wiertarki ręcznej lub klamry wiązka jest skręcana, okresowo lekko potrząsając, aby druty w niej były równomiernie rozłożone. Gotowa opaska uciskowa jest owinięta na całej długości z lekkim zachodzeniem na siebie paskiem cienkiej bawełnianej tkaniny o szerokości 8 ... 10 mm.

Uzwojenia nawinięte są na drewnianym trzpieniu, powtarzającym kształt rdzenia obwodu magnetycznego z niewielkim marginesem, dzięki czemu gotowa cewka swobodnie „siedzi” na swoim miejscu. Trzpień wyposażony jest w wyjmowane policzki, których odległość jest o 2...3 mm mniejsza od wysokości okienka obwodu magnetycznego.

Przed nawinięciem na trzpień układa się kawałki taśmy mocującej, za pomocą której następnie ściąga się gotowy zwój. Uzwojenia są ułożone w zwykłej kolejności: pierwotne, na nim - wtórne. Pomiędzy nimi wymagana jest izolacja - warstwa tektury elektrycznej o grubości 0,5 mm. Cewce nadawany jest kształt odpowiadający konfiguracji okienka obwodu magnetycznego, następnie impregnowany lakierem.

Zaciski uzwojenia muszą być wyposażone w mosiężne końcówki. Osadzając w nich licę należy zwrócić szczególną uwagę, aby końce wszystkich tworzących ją drutów były pozbawione izolacji, ocynowane i bezpiecznie przylutowane do końcówek.

Obliczanie dławika filtracyjnego prądu spawania

Dławik L1 (patrz rys. 1 i 5) wygładza prąd spawania. Podczas działania impulsu napięcia wtórnego prąd w nim wzrasta liniowo. W przerwie między impulsami - maleje liniowo. Amplituda tętnienia prądu w pierwszym przybliżeniu nie zależy od jego wartości średniej - prądu spawania. Przy minimalnej wartości tego ostatniego prąd w cewce indukcyjnej i obwodzie spawalniczym spada do zera pod koniec okresu. Jest to dokładnie sytuacja pokazana na rys. 9.

Dalszy spadek średniej wartości prądu prowadzi do naruszenia ciągłości jego przepływu - przez pewną część okresu prąd wynosi zero, co prowadzi do niestabilności i wygaśnięcia łuku.

Stosunek amplitudy i wartości średnich prądu o kształcie trójkąta można znaleźć z warunku równości pól trójkąta utworzonego przez krzywą prądu i oś czasu oraz prostokąta o wysokości icp zbudowanego na ta sama oś (zacieniona na rysunku). Długość podstaw obu figur jest równa okresowi drgań. Zatem,

Przy minimalnym prądzie spawania isv. min=5 Spadek napięcia na łuku Ud. min można uznać za równe 18 V [6]. Jeśli się uwzględni

znajdź minimalną wymaganą indukcyjność cewki indukcyjnej

Uzwojenie dławika musi wytrzymać maksymalny prąd spawania icv. Maks. Zakładając, jak dla transformatora, współczynnik wypełnienia okna ko = 0,25 i gęstość prądu J = 4 A/mm2, wyznaczamy maksymalną możliwą liczbę zwojów uzwojenia cewki indukcyjnej

Znając przekrój obwodu magnetycznego Sc i współczynnik jego wypełnienia stalą kс, można dla danej indukcji B w obwodzie magnetycznym określić sprzężenie strumieniowe uzwojenia cewki indukcyjnej

Zastępując (4) tutaj, otrzymujemy

Biorąc pod uwagę, że

znajdź indukcyjność cewki indukcyjnej

i produkt SCSo ze względu na obwód magnetyczny

Aby uniknąć nasycenia, obwód magnetyczny musi mieć szczelinę niemagnetyczną, dzięki której indukcja zmienia się od prawie zera do W. Zakładając, że obwód magnetyczny cewki indukcyjnej jest idealny i wszystkie amperozwoje uzwojenia są przyłożone do szczeliny niemagnetycznej, wyznaczamy długość ostatniego b, mm:

skąd

Z (5), (6) i (9) otrzymujemy wzór na obliczenie rzeczywistej indukcyjności wzbudnika:

Ponieważ przy prądzie spawania większym niż minimum amplituda tętnień strumienia magnetycznego w obwodzie magnetycznym cewki indukcyjnej jest nieznaczna w porównaniu z jego średnią wartością, obwód magnetyczny jest zwykle wykonany ze stali elektrotechnicznej, dla której maksymalna indukcja wynosi Vm-1 T . Zakładając współczynnik wypełnienia przekroju stalą kс=0,9, z (7) znajdujemy

Jako cewkę indukcyjną wybierzmy zwykły taśmowy rdzeń magnetyczny ШЛ25х32 o Sckc=6,56 cm2, So=16 cm2 i SCSo=125 cm4. Korzystając ze wzoru (4), określamy liczbę zwojów

Korzystając ze wzoru (8) obliczamy długość szczeliny niemagnetycznej

Taką szczelinę zapewnią dwie niemagnetyczne przekładki o grubości 1 mm, zainstalowane między końcami połówek obwodu magnetycznego.

Przekrój drutu uzwojenia dławika

Drut może być pełny lub złożony ze 147 drutów o średnicy 0,55 mm.

Korzystając ze wzoru (10), sprawdzamy wynikową indukcyjność cewki indukcyjnej

Przekracza wartość minimalną obliczoną powyżej.

Obliczanie przekładnika prądowego

Na ryc. 10 przedstawia schemat węzła do generowania sygnału sprzężenia zwrotnego prądu.

Uzwojenie pierwotne przekładnika prądowego T2 stanowi mosiężny kołek o średnicy 8…10 mm, łączący wyjście falownika z transformatorem mocy T1 (rys. 2). „Wnikając” w tablicę sterowniczą, bolec przechodzi przez okienko obwodu magnetycznego zainstalowanego tam transformatora T2. Uzwojenie wtórne nawinięte na obwód magnetyczny składa się z dziesięciu zwojów, dzięki czemu przekładnia KT0,1 = XNUMX.

Podczas biegu do przodu falownika prąd uzwojenia wtórnego transformatora T2 przepływa przez diodę VD2 i bocznik sześciu równolegle połączonych rezystorów R3-R8 o wartości 2,2 oma każdy. Z bocznika prądowy sygnał zwrotny wchodzi do jednostki sterującej, gdzie jest wykorzystywany do tworzenia stromo opadającej charakterystyki obciążenia IIST i ochrony urządzenia przed przeciążeniami prądowymi.

Podczas skoku wstecznego polaryzacja napięcia na uzwojeniu wtórnym transformatora T2 zamyka się dla diody VD2 i otwiera się dla VD1. Ten ostatni jest otwarty, a prąd rozmagnesowania obwodu magnetycznego transformatora przepływa przez połączone równolegle rezystory R1, R2. Ponieważ ich całkowita rezystancja jest większa niż rezystancja rezystorów R3-R8, obwód magnetyczny gwarantuje rozmagnesowanie podczas skoku wstecznego.

Efektywna wartość prądu uzwojenia wtórnego transformatora T2

Zakładając gęstość prądu w uzwojeniu wtórnym przekładnika prądowego J = 5 A / mm2, średnicę jego drutu znajdujemy według wzoru

Przy częstotliwości 30 kHz nie zaleca się stosowania drutu o średnicy większej niż 0,7 mm, dlatego nawijamy uzwojenie drutem litzowym z trzech drutów o średnicy 0,55 mm.

Ponieważ obwody sterujące zużywają mało energii, obwód magnetyczny dla transformatora T2 jest wybierany ze względów konstrukcyjnych, z których głównym jest średnica kołka tworzącego uzwojenie pierwotne. Odpowiedni jest pierścieniowy ferryt z otworem o średnicy co najmniej 12 ... 14 mm, na przykład K32x 16x8 z ferrytu 2000NM1. Średnica jego otworu wynosi 16 mm, pole przekroju 0,64 cm2. Przy jednostronnym namagnesowaniu zakres indukcji w tym obwodzie magnetycznym nie powinien przekraczać 0,1 T. Sprawdźmy ten warunek:

gdzie UVD2 jest spadkiem napięcia przewodzenia na diodzie VD2; W2 - liczba zwojów uzwojenia wtórnego; Sc - przekrój obwodu magnetycznego; R - rezystancja bocznika (R3-R8). Ponieważ zakres indukcji nie przekracza dopuszczalnej wartości, obwód magnetyczny jest dobrany prawidłowo.

OBLICZANIE TRANSFORMATORA IZOLACJI GALWANICZNEJ

na ryc. 11 przedstawia schemat układu kształtowania impulsów, który steruje sterownikami IGBT stopnia wyjściowego falownika. Pięć połączonych równolegle elementów mikroukładu DD1 z otwartym kolektorem służy do wzmocnienia mocy impulsów sterujących. Rezystor R3 ogranicza prąd magnesujący transformatora T1, obwód rozmagnesowania tego ostatniego jest utworzony przez kondensator C3, diodę VD2 i diodę Zenera VD1.

Uzwojenia wtórne transformatora T1 są obciążone wejściami elementów TTL poprzez rezystory 470 Ohm (patrz rys. 4), więc amplituda impulsów pobieranych z uzwojeń powinna wynosić 5 V przy prądzie około 10 mA. Ponieważ amplituda impulsów na uzwojeniu pierwotnym wynosi 15 V, wymagana wartość przekładni wynosi 3. Amplituda impulsu prądu uzwojenia pierwotnego będzie wynosić

Przy tak małym prądzie obliczenie średnicy drutu nawojowego można pominąć, daje to wartości nieprzekraczające 0,1 mm. Drut dobieramy ze względów konstrukcyjnych o średnicy 0,35 mm.

Moc warunkowa transformatora T1

Według wzoru (3) znajdujemy

Współczynnik wypełnienia okna obwodu magnetycznego ko przyjmuje się jako równy 0,05 w oparciu o potrzebę zapewnienia dobrej izolacji między uzwojeniami.

Dla transformatora T1 wybierzmy pierścieniowy obwód magnetyczny K16x10x3 wykonany z ferrytu 2000NM1, w którym Sc=0,09 cm2, So=0,785 cm2, ScSo=0,07 cm4.

EMF jednego zwoju nawiniętego na tym obwodzie magnetycznym:

Liczba zwojów uzwojenia pierwotnego i wtórnego:

STEROWNIK

Jednostka sterująca (CU) generuje impulsy, które za pośrednictwem sterownika (patrz ryc. 4) sterują tranzystorami falownika jednocyklowego do przodu. Regulują i utrzymują zadaną wartość prądu spawania, kształtując jednocześnie opadającą charakterystykę obciążenia zewnętrznego IIST, która jest optymalna do spawania, dzięki modulacji szerokości impulsu (PWM) - zmieniającej cykl pracy impulsów. W opisywanej jednostce sterującej zaimplementowano również funkcje zabezpieczenia źródła i jego elementów przed przegrzaniem i przeciążeniami występującymi w warunkach gwałtownie zmieniającego się obciążenia.

Podstawa jednostki sterującej - kontroler SHI TDA4718A firmy Siemens - zawiera wszystkie komponenty analogowe i cyfrowe wymagane do zasilacza impulsowego i może być używany do sterowania transformatorem przeciwsobnym, półmostkiem i mostkiem, a także pojedynczym zakończone inwertery do przodu i do tyłu. Budowę wewnętrzną sterownika TDA4718A przedstawiono na rys. 12.

Oscylator sterowany napięciem (VCO) G1 generuje impulsy, których częstotliwość zależy od napięcia na jego wejściu sterującym. Średnią wartość interwału zmiany częstotliwości ustawia się dobierając wartości rezystora RT i kondensatora St.

Dyskryminator fazy (PD) UI1 służy do synchronizacji VCO z zewnętrznym źródłem impulsów. Jeśli synchronizacja nie jest wymagana, te same impulsy VCO są podawane na drugie wejście FD, jak na pierwsze, poprzez połączenie w tym celu pinów 5 i 14 mikroukładu. Wyjście FD jest podłączone do wejścia sterującego VCO i styku 17 mikroukładu. Do tego ostatniego podłączony jest zewnętrzny kondensator filtrujący Cf.

Piłokształtny generator napięcia (VPN) G2 wyzwala impulsy VCO. Napięcie piłokształtne jest podawane na wejście odwracające komparatora A1. Nachylenie „piły” zależy od pojemności kondensatora CR i prądu w obwodzie wyjściowym 2 mikroukładu. Możliwość sterowania nachyleniem można wykorzystać np. do kompensacji niestabilności napięcia zasilania.

Każdy impuls VCO ustawia wyzwalacz wyzwalający D2 w stan dziennika. 1 na wyjściu, umożliwiając w ten sposób otwarcie tranzystorów VT1 i VT2. Jednak tylko jeden z nich może się otworzyć za każdym razem, ponieważ przerzutnik zliczający D1 po zaniku impulsów VCO zmienia stan. Sygnały wyjściowe komparatorów A1 lub A6 resetują wyzwalacz D2, co prowadzi do zamknięcia otwartego tranzystora.

Komparator A1 ma jedno wejście odwracające i (w przeciwieństwie do konwencjonalnych komparatorów) dwa wejścia nieodwracające. Gdy tylko chwilowa wartość „piły” na wejściu odwracającym przekroczy najmniejszy z poziomów napięcia przyłożonego do wejść nieodwracających, sygnał z wyjścia komparatora resetuje wyzwalacz D2. Zatem czas trwania impulsów na wyjściach kontrolera SHI zależy od napięcia przyłożonego do styku 4 mikroukładu - jednego z nieodwracających wejść komparatora A1.

Drugie wejście nieodwracające tego komparatora jest zaangażowane w układ powolnego („miękkiego”) startu sterownika. Po włączeniu zasilania kondensator Css jest rozładowywany i ładowany prądem 15 μA płynącym z pinu 6. Dolny poziom napięcia piłokształtnego na wejściu odwracającym komparatora A1 wynosi 1,8 V. Począwszy od tej wartości napięcia na kondensatorze Css na wyjściu komparatora pojawiają się impulsy. W miarę ładowania kondensatora zwiększa się ich czas trwania, a wraz z nim czas trwania stanu otwartego tranzystorów VT1, VT2. Gdy tylko napięcie na kondensatorze Css przekroczy napięcie przyłożone do drugiego nieodwracającego wejścia komparatora, „miękki” start jest zakończony, wówczas czas trwania impulsów zależy od napięcia na pinie 4 mikroukładu.

Komparator A2 jest włączony w taki sposób, że ogranicza napięcie na kondensatorze Css do 5 V. Ponieważ napięcie na wyjściu GPN może osiągnąć 5,5 V, ustawiając odpowiednie nachylenie „piły”, można ustawić maksymalne czas trwania stanu otwartego tranzystorów wyjściowych sterownika.

Jeżeli poziom logiczny na wyjściu wyzwalacza D3 jest niski (błąd jest naprawiony), otwarcie tranzystorów wyjściowych sterownika jest zabronione, a kondensator Css jest rozładowywany prądem 15 μA płynącym do pinu 2. Po pewnym czasie, gdy napięcie na kondensatorze Css spadnie do progu komparatora A3 (1,5 V), wyzwalacz D3 otrzyma wysoki sygnał wyjściowy. Ale przerzutnik będzie mógł wejść w ten stan tylko wtedy, gdy poziomy na wszystkich czterech jego wejściach R będą wysokie. Ta funkcja pozwala na utrzymywanie zamkniętych tranzystorów VT1 i VT2 do momentu wyeliminowania wszystkich przyczyn blokowania sterownika. Jako czujniki błędów służą komparatory A4-A7, a także czujnik prądu obciążenia wbudowany w przykładowy stabilizator napięcia U1 o progu zadziałania 10 mA.

Komparatory A4 i A5 dają sygnały, które wprowadzają wyzwalacz D3 w stan błędu, jeżeli napięcie na wejściu pierwszego (pin 7) jest wyższe, a na wejściu drugiego (pin 6) jest niższe od napięcia odniesienia generowanego przez komparatory A1 i A2,5. stabilizator U7 10,5 V. Komparator AXNUMX jest wyzwalany, gdy napięcie spada zasilanie mikroukładu do XNUMX V. Aby naprawić błąd, wystarczy uruchomić jeden z wymienionych komparatorów.

Komparator A6 zajmuje szczególną pozycję. Przeznaczony jest do dynamicznego ograniczania prądu w obwodach falownika. Oba wejścia komparatora są podłączone do zewnętrznych styków mikroukładu, a jego wyjście jest podłączone do wejścia resetowania wyzwalacza D2. Zadziałanie komparatora A6 prowadzi do natychmiastowego zamknięcia aktualnie otwartego tranzystora wyjściowego, a powrót do stanu normalnego (z zastrzeżeniem usunięcia przyczyny zadziałania zabezpieczenia) kolejnym impulsem VCO bez „miękkiego” startu.

Schemat BU pokazano na ryc. 13.

(kliknij, aby powiększyć)

Węzły czujnika prądu (patrz ryc. 10) i układ kształtowania impulsów wyjściowych (patrz ryc. 11) rozważane wcześniej nie są na nim pokazane. Tylko jedno z dwóch wyjść sterownika DA5 SHI jest zaangażowane w jednostkę sterującą. Ponieważ regulator jest przeciwsobny, współczynnik wypełnienia impulsów na jednym wyjściu w żadnym wypadku nie przekracza 0,5, co jest wymagane do normalnej pracy falownika jednocyklowego.

Do zasilania jednostki sterującej zastosowano dwa uzwojenia transformatora T1 (patrz ryc. 1) o napięciu 20 V każde. Napięcie przemienne z uzwojenia II jest dostarczane do mostka diodowego VD1, a napięcie ujemne wyprostowane i wygładzone przez kondensator C1 jest podawane na wejście stabilizatora DA1, z którego wyjścia stabilizowane napięcie -15 V jest usuwane do zasilania mikroukłady CU.Mnożnik napięcia na diodach VD3-VD6 jest podłączony do tego samego uzwojenia II , co daje nieuregulowane napięcie 100 V dostarczane do obwodu spawalniczego, gdy łuk nie jest zapalony.

Napięcie przemienne z uzwojenia III transformatora T1 (patrz ryc. 1) przez filtr L2L3C29C30, który chroni przed szumem impulsowym, jest doprowadzane do mostka diodowego VD26, a następnie przez diodę VD27 do stabilizatora DA6. Napięcie 15 V jest usuwane z wyjścia tego ostatniego w celu zasilania mikroukładów CU, służy również jako wejście dla stabilizatora DA7, przy napięciu 5 V, z którego wyjścia pochodzi mikroukład TTL wyjściowego kształtownika impulsów nakarmiony (patrz ryc. 11).

Napięcie wyprostowane mostkiem VD26 podawane jest przez dzielnik napięcia na rezystory R45-R48 oraz na wejścia komparatorów A4 i A5 sterownika DA5. Zapewnia to zablokowanie IIST, gdy napięcie sieciowe przekroczy dopuszczalne granice. Regulując rezystor strojenia R48, zapewnia się, że nastąpi to, gdy napięcie wyjdzie poza zakres 205 ... 242 V. Kondensatory C24 i C25 służą jako dodatkowe zabezpieczenie przed szumem impulsowym.

Komparator na wzmacniaczu operacyjnym DA2.1 porównuje napięcie na kondensatorze „miękkiego” rozruchu C26 z przykładowym na pinie 10 kontrolera. Jeśli kontroler jest w stanie roboczym, napięcie na kondensatorze jest większe niż napięcie odniesienia (2,5 V), tranzystor VT2.1 jest zamknięty ujemnym napięciem z wyjścia wzmacniacza operacyjnego DA3, dioda HL1 (patrz Rys. 1) jest wyłączona. W przeciwnym razie komparator DA2.1 przechodzi w stan stabilny, dzięki dodatniemu sprzężeniu zwrotnemu przez rezystor R15 i diodę VD14, z dodatnim napięciem na wyjściu, otwierając tranzystor VT3. Zapalenie się diody HL1 (patrz rys. 1) oznacza, że ​​IIST przestał działać z powodu przekroczenia dopuszczalnych wartości napięcia sieciowego. W momencie, gdy IIST jest podłączony do sieci, węzeł na wzmacniaczu operacyjnym DA2.2 generuje impuls ujemny, który dociera do nieodwracającego wejścia wzmacniacza operacyjnego DA2.1 i blokuje alarm do czasu zakończenia stanów przejściowych a falownik „miękko” startuje.

Napięcie 10 V na wyjściu stabilizatora DA8 jest ustawiane za pomocą rezystora przycinającego R62. Napięcie jest dostarczane do wejścia tego stabilizatora przez trzy rezystory R55-R57 połączone równolegle. Spadek napięcia na nich jest proporcjonalny do prądu pobieranego przez stabilizator i jego obciążenia. Jeśli jego wartość jest mniejsza niż około 7 mA, napięcie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego DA4.2 staje się ujemne, co prowadzi do spadku do zera (dzięki diodom VD30, VD31) na pinie 4 kontrolera DA5 SHI i blokowanie tego ostatniego.

W ten sposób kontrolowane jest połączenie z IIST zdalnego panelu sterującego, co pozwala na regulację prądu spawania z miejsca pracy spawacza. Jeśli pilot zdalnego sterowania nie jest podłączony lub jest uszkodzony, spadek prądu pobieranego przez obwód 5 V o 10 mA, spowodowany odłączeniem rezystora zmiennego R2 (patrz rys. 1), nie zostanie skompensowany przez prąd pobierany za pomocą pilota, co doprowadzi do zadziałania zabezpieczenia. Przełącznik S1 jest pokazany na schemacie dla lepszego zrozumienia działania urządzenia. Warunkowo zastępuje styki przekaźnikowej jednostki sterującej znajdującej się na zewnątrz płytki, która przełącza IIST na zdalne sterowanie.

Napięcie z wyjścia czujnika prądu (patrz ryc. 10) przez filtr R43C21 jest podawane na pin 8 kontrolera DA5 - jedno z wejść jego komparatora A6. Na drugie wejście komparatora (pin 9) z dzielnika rezystancyjnego R38R40 podawane jest napięcie 1,7 V. Dynamiczne zabezpieczenie prądowe zostaje wyzwolone po przekroczeniu przez tranzystory inwertera prądu 45 A.

W systemie operacyjnym DA3.4 montowany jest węzeł bieżącego napędu zabezpieczającego. Dzielnik napięcia R25VD19R26 ustawia próg jego działania, odpowiadający prądowi tranzystorów mocy falownika około 50 A. Do momentu przekroczenia tej wartości dioda VD21 jest otwarta, napięcie na wejściu odwracającym wzmacniacza operacyjnego DA3.4. 15, a kondensator C20 jest równy progowi. Diody VD24 i VDXNUMX są zwarte, a napęd nie ma żadnego wpływu na działanie IIST.

Jeśli próg zostanie przekroczony na wyjściu wzmacniacza operacyjnego DA3.4, zostanie wygenerowany ujemny impuls, który częściowo rozładuje kondensator C34 przez rezystor R16. Czas trwania impulsu zależy od stałej czasowej obwodu R32C15. Jeśli przeciążenia prądowe następują zbyt często, kondensator C16 zostanie rozładowany na tyle, że otworzy się dioda VD24. Spowoduje to zmniejszenie napięcia na pinie 9 kontrolera DA5 i chwilowe obniżenie progu dynamicznego zabezpieczenia prądowego.

Oprócz zabezpieczenia prądowego napięcie z wyjścia czujnika prądu tranzystorów mocy falownika (patrz ryc. 10) jest podawane do układu regulacji i stabilizacji prądu spawania. Poprzez wzmacniacz odwracający na wzmacniaczu operacyjnym DA3.1, obwód VD16C13 i rezystor R22 wchodzi na wejście wzmacniacza operacyjnego DA3.2 i tutaj jest sumowany algebraicznie z rezystorem zmiennym R2 pochodzącym z silnika (patrz Rys. 1) lub pilota. Wzmocniony sygnał błędu wzmacniacza operacyjnego DA3.2 przez odwracający wtórnik na wzmacniaczu operacyjnym DA3.3, dzielnik napięcia R28R29 i diodę VD22 jest podawany na zacisk 4 kontrolera DA5 - wejście jego komparatora A1. Dioda Zenera VD17 nie dopuszcza dodatnich wartości napięcia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego DA3.2, a ujemne ogranicza na poziomie -10 V.

Za pomocą rezystora trymera R37 ustawia się napięcie 4 V na styku 5 kontrolera DA1,8, odpowiadające minimalnemu czasowi trwania impulsów wyjściowych. Rezystory trymera R42 i R44 regulują częstotliwość i cykl pracy impulsów sterownika SHI. Węzeł na wzmacniaczu operacyjnym DA4.1 automatycznie zwiększa częstotliwość, gdy prąd spawania jest mniejszy niż 25 ... 30 A, aby zapobiec przerwaniu prądu w obwodzie spawania. Pozwala to na zmniejszenie indukcyjności, a co za tym idzie, wymiarów i masy wzbudnika L1 (patrz rys. 1). Częstotliwość zwiększa się, doprowadzając dodatkowy prąd przez diodę Zenera VD23, rezystor R39 i diodę VD25 do obwodu zadawania częstotliwości sterownika DA5.

Jeśli nie zostaną podjęte żadne działania, to przy braku obciążenia (gdy łuk zgaśnie) napięcie na wyjściu IIST może wzrosnąć do niebezpiecznej wartości w wyniku oddziaływania indukcyjności pasożytniczej transformatora i instalacji. Dlatego część falownika IIST jest wyłączona w tym trybie, a napięcie „czuwania” z wyżej wymienionego mnożnika na diodach VD1-VD2 jest doprowadzane do elektrod spawalniczych przez rezystor R3 i diodę VD6.

Podczas gdy napięcie w obwodzie spawalniczym przekracza całkowite napięcie stabilizujące diod Zenera VD8 i VD9, tranzystor VT1 jest otwarty i bocznikuje diodę LED transoptora U1. Tranzystor transoptora jest zamknięty, a VT2 jest otwarty i utrzymuje (poprzez diodę VD13) prawie zerowe napięcie na pinie 4 kontrolera DA5 SHI, blokując ten ostatni.

Gdy elektrody spawalnicze są zamknięte, napięcie między nimi spada, w wyniku czego tranzystor VT1 po zamknięciu umożliwia przepływ prądu przez diodę LED transoptora U1. Wynikające z tego otwarcie tranzystora transoptora U1 prowadzi do zamknięcia tranzystora VT2 i diody VD13. W tym stanie sterownik PWM pracuje normalnie do momentu, gdy napięcie pomiędzy elektrodami spawalniczymi ponownie przekroczy ok. 40 V i sterownik PWM zostanie ponownie wyłączony. Dzieje się tak pod koniec sesji spawalniczej w wyniku znacznego wydłużenia przerwy łukowej. Wymuszone wygaszanie łuku ogranicza jego maksymalną długość, jednocześnie eliminując potrzebę nadmiernego zwiększania mocy wyjściowej IIST.

Reżim temperaturowy potężnych tranzystorów inwerterowych jest kontrolowany za pomocą przetwornika temperatury na prąd VK1 zamontowanego na ich radiatorze (patrz ryc. 1). Napięcie proporcjonalne do temperatury radiatora jest usuwane z rezystora R67 i podawane do dwóch komparatorów - wzmacniacza operacyjnego DA4.3 i DA4.4. Kondensator C38 filtruje szum. Progi działania komparatorów są ustalane przez rezystancyjny dzielnik napięcia R64, R69-R71.

Po przekroczeniu progu odpowiadającego temperaturze +50 ° C ujemne napięcie z wyjścia wzmacniacza operacyjnego DA4.4 przez rezystor R73 otwiera tranzystor VT4. Przekaźnik K2 (patrz ryc. 1) jest aktywowany, włączając wentylator bloku. Jeśli temperatura nadal rośnie i osiąga +85 °C, ujemne napięcie już z wyjścia wzmacniacza operacyjnego DA4.3 przez diodę VD18 wchodzi do obwodu sterowania prądem spawania, zmniejszając go do 5 A. Po tranzystorach i ich radiator ostygnie, normalne działanie IIST zostanie automatycznie przywrócone.

Obwody magnetyczne dławików L1-L3 to pierścienie ferrytowe o średnicy zewnętrznej 10 mm o początkowej przenikalności magnetycznej 1000 ... 2000. Uzwojenia są nawinięte w jednej warstwie zwoju za pomocą konwencjonalnego izolowanego drutu montażowego o przekroju 0,1 mm2.

literatura

1. Woronin P. Klucze półprzewodnikowe mocy. - M.: Dodeka-XXI, 2001, s. 71-77.
2. Bas A., Milovzorov V., Musolin A. Źródła zasilania wtórnego z wejściem beztransformatorowym. - M.: Radio i łączność, 1987, s. 43.
3. Naivalt G. Źródła zasilania urządzeń radioelektronicznych. - M.: Radio i łączność, 1986, s. 75,76, 406-407, 466-472.
4. Milovzorov V. Technika elektromagnetyczna. - M.: Szkoła Wyższa, 1966, s. 19, 20.
5. Mironov A. Materiały magnetyczne i obwody magnetyczne do impulsowych źródeł zasilania. - Radio, 2000, nr 6, s. 53, 54.
6. Volodin V. Transformator spawalniczy: obliczenia i produkcja. - Radio, 2002, nr 11, s. 35, 36.

Autor: V.Volodin, Odessa, Ukraina

Zobacz inne artykuły Sekcja sprzęt spawalniczy.

Czytaj i pisz przydatne komentarze do tego artykułu.

<< Wstecz

Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:

Sztuczna skóra do emulacji dotyku 15.04.2024

W świecie nowoczesnych technologii, w którym dystans staje się coraz bardziej powszechny, ważne jest utrzymywanie kontaktu i poczucia bliskości. Niedawne odkrycia w dziedzinie sztucznej skóry dokonane przez niemieckich naukowców z Uniwersytetu Saary wyznaczają nową erę wirtualnych interakcji. Niemieccy naukowcy z Uniwersytetu Saary opracowali ultracienkie folie, które mogą przenosić wrażenie dotyku na odległość. Ta najnowocześniejsza technologia zapewnia nowe możliwości wirtualnej komunikacji, szczególnie tym, którzy znajdują się daleko od swoich bliskich. Ultracienkie folie opracowane przez naukowców, o grubości zaledwie 50 mikrometrów, można wkomponować w tekstylia i nosić jak drugą skórę. Folie te działają jak czujniki rozpoznające sygnały dotykowe od mamy lub taty oraz jako elementy uruchamiające, które przekazują te ruchy dziecku. Dotyk rodziców do tkaniny aktywuje czujniki, które reagują na nacisk i odkształcają ultracienką warstwę. Ten ... >>

Żwirek dla kota Petgugu Global 15.04.2024

Opieka nad zwierzętami często może być wyzwaniem, szczególnie jeśli chodzi o utrzymanie domu w czystości. Zaprezentowano nowe, ciekawe rozwiązanie od startupu Petgugu Global, które ułatwi życie właścicielom kotów i pomoże im utrzymać w domu idealną czystość i porządek. Startup Petgugu Global zaprezentował wyjątkową toaletę dla kotów, która automatycznie spłukuje odchody, utrzymując Twój dom w czystości i świeżości. To innowacyjne urządzenie jest wyposażone w różne inteligentne czujniki, które monitorują aktywność Twojego zwierzaka w toalecie i aktywują automatyczne czyszczenie po użyciu. Urządzenie podłącza się do sieci kanalizacyjnej i zapewnia sprawne usuwanie nieczystości bez konieczności ingerencji właściciela. Dodatkowo toaleta ma dużą pojemność do spłukiwania, co czyni ją idealną dla gospodarstw domowych, w których mieszka więcej kotów. Miska na kuwetę Petgugu jest przeznaczona do stosowania z żwirkami rozpuszczalnymi w wodzie i oferuje szereg dodatkowych funkcji ... >>

Atrakcyjność troskliwych mężczyzn 14.04.2024

Od dawna panuje stereotyp, że kobiety wolą „złych chłopców”. Jednak najnowsze badania przeprowadzone przez brytyjskich naukowców z Monash University oferują nowe spojrzenie na tę kwestię. Przyjrzeli się, jak kobiety reagowały na emocjonalną odpowiedzialność mężczyzn i chęć pomagania innym. Wyniki badania mogą zmienić nasze rozumienie tego, co sprawia, że ​​mężczyźni są atrakcyjni dla kobiet. Badanie przeprowadzone przez naukowców z Monash University prowadzi do nowych odkryć na temat atrakcyjności mężczyzn w oczach kobiet. W eksperymencie kobietom pokazywano zdjęcia mężczyzn z krótkimi historiami dotyczącymi ich zachowania w różnych sytuacjach, w tym reakcji na spotkanie z bezdomnym. Część mężczyzn ignorowała bezdomnego, inni natomiast pomagali mu, kupując mu jedzenie. Badanie wykazało, że mężczyźni, którzy okazali empatię i życzliwość, byli bardziej atrakcyjni dla kobiet w porównaniu z mężczyznami, którzy okazali empatię i życzliwość. ... >>

Przypadkowe wiadomości z Archiwum Robot do cięcia diamentów 19.01.2009 Grupie inżynierów z Instytutu Matematyki Techniczno-Ekonomicznej w Kaiserslautern (Niemcy) udało się w pełni zautomatyzować proces cięcia kamieni szlachetnych i półszlachetnych. Zbudowana przez nich maszyna nie tylko oszczędza do 30% wagi kamienia, ale również poleruje dziesięciokrotnie dokładniej niż najbardziej doświadczony kuter. Najpierw maszyna określa wielkość, kształt i rzeźbę kamienia, następnie oblicza jaka konfiguracja jest dla niego najlepsza i prezentuje na ekranie monitora kilka możliwych opcji. Wybór należy do osoby - operatora maszyny. Po 20 minutach kamień jest cięty i polerowany. Jednostka działa od początku 2008 roku, mieląc turmalin, beryle i kwarc. Eksperci oceniają wyniki jako niezwykłe. W przyszłości twórcy zamierzają stworzyć program komputerowy, który pozwoli wybrać pomiędzy najbardziej ekonomicznym (gdy traci się minimum materiału) a najpiękniejszym krojem, który tworzy najbardziej efektowną grę światła w fasetach. Ale czy mechanicznie cięte kamienie osiągną indywidualność, którą daje tylko ręka mistrza? Każdy kamień jest wyjątkowy na swój sposób ze względu na swój kształt, kolor, strukturę – mówią twórcy maszyny. A jednak w paszporcie dla każdej biżuterii wskaże, czy jest ręcznie cięty, czy mechaniczny, aby kupujący miał wybór.

Inne ciekawe wiadomości:

▪ Oparzenie słoneczne bez UV

▪ arbuzowy śnieg

▪ wymiatacz kosmosu

▪ Kite otrzymał bioniczną protezę nogi

▪ Buty do chodzenia istnieją

Wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika

Ciekawe materiały z bezpłatnej biblioteki technicznej:

▪ sekcja witryny Cuda natury. Wybór artykułu

▪ artykuł Macica, w której urodziło się gad, nadal może wydawać owoce. Popularne wyrażenie

▪ artykuł Który kardynał został papieżem przez przypadek? Szczegółowa odpowiedź

▪ artykuł Kierowca windy rybnej. Standardowe instrukcje dotyczące ochrony pracy

▪ artykuł Sonda połączeniowa LED pn. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

▪ artykuł Piłki zamieniają się miejscami. Sekret ostrości

Zostaw swój komentarz do tego artykułu:

Wszystkie języki tej strony

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn

www.diagram.com.ua
2000-2024