|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Quasi-rezonansowy przetwornik napięcia. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Zasilacze W artykule mowa o bardzo obiecującym typie przetwornicy napięcia - quasi-rezonansowym. Opisywane urządzenie zapewnia wyjątkowo wysoką sprawność konwersji, umożliwia regulację napięcia wyjściowego i jego stabilizację oraz pracuje stabilnie przy wahaniach mocy obciążenia. W nowoczesnych zasilaczach sieciowych - w różnych urządzeniach szeroko stosowane są tranzystorowe przetwornice napięcia. Ich zalety w porównaniu z jednostkami transformatorowymi są powszechnie znane - mniejsze wymiary i zmniejszone zużycie miedzi przy tej samej mocy wyjściowej, co z nawiązką rekompensuje ich złożoność, szczególnie w produkcji masowej. Im wyższa częstotliwość robocza konwersji, tym wyższa jest jej wydajność ekonomiczna. Jednak wraz ze wzrostem częstotliwości przełączania tranzystorów zwiększają się również straty przełączania i odpowiednio spada wydajność konwertera. Wartość strat przełączania dowolnego konwertera zależy głównie od dwóch czynników - obecności prądu przelotowego i znacznego czasu zamykania potężnych tranzystorów przełączających przy dużym prądzie kolektora. Ich czas otwarcia z reguły jest od siedmiu do dziesięciu razy krótszy i nie ma znaczącego wpływu na wydajność. Prąd przelotowy występuje podczas przełączania tranzystorów w przetwornicach mostkowych i półmostkowych. Dzieje się tak w momencie, gdy tranzystor jednego ramienia przetwornika jest już otwarty, a drugiego nie zdążył jeszcze zamknąć. Aby wyeliminować to zjawisko, proces przełączania dzieli się na dwa etapy. Najpierw tranzystor jest zamykany w jednym z ramion, a następnie po 3...5 μs (typowy czas zamykania dla tranzystorów dużej mocy) jest otwierany w drugim. Metoda ta stosowana jest w przetwornicach ze wzbudzeniem zewnętrznym, nie ma jednak zastosowania w przetwornicach samogenerujących. Długotrwałe zamykanie dużym prądem kolektora powoduje, że w tym momencie na zamykanym tranzystorze wydziela się bezużyteczna moc, której średnią wartość wyraża wzór: P=Im*Um*F*tzamknij/6, gdzie Im jest prądem kolektora tranzystora na początku jego zamykania;
Istnieją różne rozwiązania obwodów, które pozwalają przyspieszyć proces zamykania, wymagają one jednak dodatkowych kosztów energii i skracają czas zamykania, w najlepszym przypadku nie więcej niż dwukrotność wartości nominalnej, a często tylko pomagają utrzymać tę wartość. Oprócz strat przełączania występują straty mocy wynikające ze spadku napięcia na otwartym tranzystorze, ale zależą one tylko od doboru tranzystorów i w przetwornicach sieciowych nie przekraczają 0,5...1% przetworzonej mocy. Całą różnorodność istniejących przetwornic napięcia, zarówno wzbudzonych zewnętrznie, jak i samogenerujących, można podzielić na kilka typów w zależności od charakteru prądu i napięcia kolektora w momencie przełączenia. Pierwszym i najczęstszym jest impuls, który charakteryzuje się maksymalnym prądem kolektora w momencie zamknięcia tranzystorów i maksymalnym napięciem kolektora po. W takim przetwornicy pracują obie składowe strat przełączania, zatem przy częstotliwości roboczej 15...25 kHz stanowią 8...15% przetworzonej mocy. Mimo to najczęściej spotykane są przetwornice impulsowe ze względu na łatwość wykonania i elastyczność w sterowaniu napięciem wyjściowym, co pozwala połączyć konwersję napięcia z jego stabilizacją. Drugi typ to przetwornik rezonansowy. Uproszczonym przykładem może być konwencjonalny oscylator LC ze sprzężeniem zwrotnym transformatora i automatycznym obwodem polaryzacji. Elementy bierne obwodu kolektora są tak zaprojektowane, że albo przed zamknięciem tranzystora prąd jego kolektora maleje prawie do zera, albo bezpośrednio po zamknięciu napięcie kolektora jest bardzo małe. Pozwala to zmniejszyć całkowite straty na tranzystorach przełączających do 1 ... 2% przetworzonej mocy i zmniejszyć poziom zakłóceń radiowych w porównaniu z konwerterem impulsów. Przetwornice rezonansowe działają jednak niezawodnie tylko w trybie samooscylatora, nie pozwalają na regulację napięcia wyjściowego i nie pozwalają na znaczne odchylenie rezystancji obciążenia od wartości obliczonej. Ogólnie rzecz biorąc, w układzie konwerter-stabilizator są one gorsze od impulsowych pod względem wydajności, ponieważ wymagają osobnego stabilizatora. Ciekawy i niezasłużenie mało rozpowszechniony jest trzeci typ - quasi-rezonansowy, w dużej mierze wolny od wad obu poprzednich. Pomysł stworzenia takiego przetwornika nie jest nowy, ale praktyczne wdrożenie stało się wykonalne stosunkowo niedawno, po pojawieniu się wydajnych tranzystorów wysokonapięciowych, które umożliwiają znaczny impulsowy prąd kolektora przy napięciu nasycenia około 1,5 V. Główną cechą wyróżniającą i główną zaletą tego typu źródła zasilania jest wysoka sprawność przetwornicy napięcia, sięgająca 97...98% bez uwzględnienia strat w prostowniku obwodu wtórnego, które determinowane są głównie przez prąd obciążenia. Wysoka wydajność w niektórych przypadkach całkowicie eliminuje konieczność stosowania radiatorów dla wydajnych tranzystorów przetwornicy, co pozwala znacznie zmniejszyć gabaryty sprzętu, nie mówiąc już o innych korzyściach ekonomicznych. Od konwencjonalnego przetwornika impulsów, w którym do czasu zamknięcia tranzystorów przełączających prąd przepływający przez nie jest maksymalny, quasi-rezonansowy różni się tym, że do czasu zamknięcia tranzystorów prąd ich kolektora jest bliski zeru. Ponadto zmniejszenie prądu do czasu zamknięcia zapewniają elementy reaktywne urządzenia. Różni się od rezonansowej tym, że częstotliwość konwersji nie jest określona przez częstotliwość rezonansową obciążenia kolektora. Dzięki temu możliwa jest regulacja napięcia wyjściowego poprzez zmianę częstotliwości przetwarzania i realizacja stabilizacji tego napięcia. Bardziej szczegółowo wyjaśnimy zasadę działania półmostkowego przetwornika quasi-rezonansowego, korzystając z uproszczonego schematu pokazanego na ryc. 1, za. Wykresy prądów i napięć w charakterystycznych punktach pracy w stanie ustalonym przedstawiono na rys. 1. XNUMX, ur. Dla uproszczenia załóżmy, że czas przełączania tranzystorów jest nieskończenie mały; Uproszczenie to, jak pokazała praktyka, nie wpływa na wiarygodność wykresów.
Załóżmy także, że wartości parametrów elementu spełniają zależności: LT>>L1 i Fpt Rozważania zaczniemy od momentu otwarcia tranzystora VT1 i przez niego, a także przez cewkę indukcyjną L1 i uzwojenie pierwotne transformatora T1, kondensator C1 zacznie się ładować. W tym momencie napięcie na kondensatorze C2 i obciążeniu Rн jest mniejsze niż napięcie (Upit-Uc1)n-UD, gdzie Uc1 jest napięciem na kondensatorze C1; n - przekładnia transformatora T1; UD - spadek napięcia w kierunku przewodzenia na diodzie prostowniczej VD1 (lub VD2). W tym przypadku dioda VD1 jest otwarta i przepływa przez nią prąd ładowania kondensatora C2. Podczas ładowania kondensator C2 bocznikuje uzwojenie wtórne transformatora T1, więc szybkość ładowania kondensatora C1 jest określona przez jego własną pojemność i niską indukcyjność cewki indukcyjnej L1 i nie zależy od indukcyjności uzwojenia pierwotnego transformator. Ponieważ w miarę ładowania kondensatora napięcie na uzwojeniu pierwotnym maleje, a na kondensatorze C2 wzrasta, wówczas w chwili t dioda VD1 zamyka się, a ładowanie obejmuje dużą indukcyjność uzwojenia pierwotnego nieobciążonego transformatora T1 obwód kondensatora C1. W tym przypadku prąd płynący przez otwarty tranzystor VT1 gwałtownie maleje do wartości prądu w uzwojeniu pierwotnym, co w tym momencie jest nadal nieistotne, ponieważ Lt>>L1. Zatem od chwili t1 do chwili przełączenia tranzystorów t2 o wzroście prądu kolektora decyduje indukcyjność uzwojenia pierwotnego nieobciążonego transformatora, która jest dobrana jako dość duża. W rzeczywistości stan obwodu w momencie przełączania odpowiada trybowi jałowemu. W rzeczywistych obwodach rolę cewki indukcyjnej L1 może pełnić indukcyjność rozproszenia transformatora. Po zamknięciu tranzystora VT1 i otwarciu VT2 kondensator C1 rozładowuje się. Prąd przez cewkę indukcyjną i uzwojenie I transformatora płynie w przeciwnym kierunku, ale procesy przebiegają według tych samych praw. Warunkiem koniecznym zaistnienia opisywanego trybu jest to, aby szybkość spadku napięcia na kondensatorze C2 przy jego rozładowaniu przez rezystancję obciążenia po zamknięciu diod była mniejsza niż szybkość spadku napięcia na uzwojeniu pierwotnym transformatora w tym samym czasie diody prostownicze pozostają zwarte aż do następnego przełączenia tranzystorów. Aby zapewnić minimalne straty mocy, spadek napięcia przewodzenia na otwartym tranzystorze musi być minimalny przy dowolnym dopuszczalnym prądzie roboczym kolektora. Aby jednak zachować w tym celu maksymalny prąd bazy w całym półcyklu pracy tego tranzystora jest energetycznie nieopłacalne i nie ma takiej potrzeby. Wystarczy zadbać o to, aby prąd bazy był proporcjonalny do prądu kolektora; takie sterowanie nazywa się prądem proporcjonalnym.
Ponieważ elementy reaktywne redukują prąd kolektora do minimum do czasu zamknięcia tranzystora, prąd bazy również będzie minimalny i dlatego czas zamykania tranzystora zostanie skrócony do wartości czasu otwarcia. W ten sposób całkowicie eliminuje się problem prądu przelotowego występującego podczas przełączania. Inaczej mówiąc, zastosowanie trybu quasi-rezonansowego w połączeniu ze sterowaniem proporcjonalnym prądem pozwala niemal całkowicie pozbyć się strat łączeniowych. Poniżej opisujemy dwie praktyczne opcje zasilania sieciowego z przetwornikiem quasi-rezonansowym i proporcjonalną regulacją prądu. Wykonanie tych bloków nie sprawi radioamatorom większych trudności, a pozwoli im docenić wszystkie zalety przetwornicy. Stabilizowany zespół pracuje w mierniku częstotliwości wysokiej częstotliwości od ponad dwóch lat i nie spowodował żadnych reklamacji. Na ryc. Rysunek 2 przedstawia schemat ideowy samooscylującego, niestabilizowanego zasilacza.
Główna część strat mocy w urządzeniu przypada na nagrzanie diod prostowniczych obwodu wtórnego, a wydajność samego przetwornicy jest taka, że nie ma potrzeby stosowania radiatorów dla tranzystorów. Straty mocy na każdym z nich nie przekraczają 0,4 W. Nie jest również wymagany specjalny dobór tranzystorów według jakichkolwiek parametrów. W przypadku zwarcia wyjścia lub przekroczenia maksymalnej mocy wyjściowej, generowanie zostaje przerwane, co chroni tranzystory przed przegrzaniem i awarią. Filtr składający się z kondensatorów C1-C3 i cewki indukcyjnej L1L2 ma za zadanie chronić sieć zasilającą przed zakłóceniami o wysokiej częstotliwości z przetwornicy. Autogenerator jest uruchamiany przez obwód R4C6 i kondensator C5. Generowanie oscylacji następuje w wyniku działania dodatniego sprzężenia zwrotnego przez transformator T1, a ich częstotliwość jest określona przez indukcyjność uzwojenia pierwotnego tego transformatora i rezystancję rezystora R3 (wraz ze wzrostem rezystancji wzrasta częstotliwość). Uzwojenie IV transformatora T1 przeznaczone jest do proporcjonalnego sterowania prądem tranzystorów. Łatwo zauważyć, że potężny transformator izolujący T2 i obwody sterujące tranzystorów przełączających (transformator T1) są oddzielone, co pozwala znacznie zmniejszyć wpływ pasożytniczej pojemności i indukcyjności transformatora T2 na tworzenie podstawy prąd tranzystorów. Diody VD5 i VD6 ograniczają napięcie na kondensatorze C7 w momencie uruchomienia przetwornicy, natomiast kondensator C8 jest ładowany do napięcia roboczego. Konfigurując urządzenie należy zwrócić uwagę, aby przetwornik pracował w trybie quasi-rezonansowym. W tym celu należy podłączyć rezystor tymczasowy o rezystancji 7 ... 1 omów i mocy 3 W szeregowo z kondensatorem C2 i po podaniu sygnału z tego rezystora na wejście oscyloskopu obserwować na ekranie kształt impulsów prądu kolektora obu tranzystorów przy maksymalnym obciążeniu. Powinny to być impulsy w kształcie dzwonu, o różnej polaryzacji, naprzemienne i nienakładające się w czasie. Jeżeli zachodzą na siebie, należy zmniejszyć indukcyjność cewki L3 poprzez odwinięcie 10...15% zwojów lub zmniejszyć częstotliwość generacji przetwornicy poprzez dobór rezystora R3. Zauważmy, że nie wszystkie oscyloskopy pozwalają na pomiary w obwodach, które nie są odizolowane galwanicznie od sieci elektrycznej. Cewka indukcyjna L1L2 i transformator T1 nawinięte są na identycznych rdzeniach magnetycznych pierścieniowych K12x8x3 wykonanych z ferrytu 2000NM. Uzwojenia cewki indukcyjnej wykonane są jednocześnie „w dwóch przewodach” drutem PELSHO 0,25; liczba zwojów - 20. Uzwojenie I transformatora T1 zawiera 200 zwojów drutu PEV-2 0.1, nawiniętych masowo, równomiernie na całym pierścieniu. Uzwojenia II i III nawinięte są „w dwa druty” - 4 zwoje drutu PELSHO 0,25; uzwojenie IV jest zwojem tego samego drutu. W transformatorze T2 zastosowano pierścieniowy rdzeń magnetyczny K28x16x9 wykonany z ferrytu 3000NN. Uzwojenie I zawiera 130 zwojów drutu PELSHO 0,25, ułożonych z rzędu. Uzwojenia II i III - 25 zwojów drutu PELSHO 0,56 każdy; uzwojenie - „w dwóch drutach”, równomiernie wokół pierścienia. Dławik L3 zawiera 20 zwojów drutu PELSHO 0,25, nawiniętych na dwa złożone rdzenie magnetyczne K12x8x3 wykonane z ferrytu 2000NM. Diody VD7, VD8 muszą być instalowane na radiatorach o powierzchni rozpraszania co najmniej 2 cm2 każdy.
Opisywane urządzenie zostało zaprojektowane do współpracy ze stabilizatorami analogowymi dla różnych wartości napięcia, dzięki czemu nie było potrzeby głębokiego tłumienia tętnienia na wyjściu urządzenia. Tętnienia można zredukować do wymaganego poziomu stosując powszechnie stosowane w takich przypadkach filtry LC jak np. w opisanym poniżej bloku. Schemat stabilizowanego zasilacza opartego na przetwornicy quasi-rezonansowej pokazano na rys. 3. Stabilizacja napięcia wyjściowego odbywa się poprzez odpowiednią zmianę częstotliwości pracy przetwornicy.
Podobnie jak w poprzednim bloku, mocne tranzystory VT1 i VT2 nie potrzebują radiatorów. Symetryczne sterowanie tymi tranzystorami realizowane jest za pomocą oddzielnego głównego generatora impulsów zamontowanego na chipie DD1. Wyzwalacz DD1.1 działa w samym generatorze. Impulsy mają stały czas trwania określony przez obwód R7C12. Okres jest zmieniany przez obwód OS, który zawiera transoptor U1, dzięki czemu napięcie na wyjściu urządzenia jest utrzymywane na stałym poziomie. Minimalny okres jest ustawiany przez obwód R8C13. Wyzwalacz DD1.2 dzieli częstotliwość powtarzania tych impulsów przez dwa, a napięcie prostokątne jest dostarczane z bezpośredniego wyjścia do tranzystorowego wzmacniacza prądowego VT4VT5. Następnie wzmocnione prądem impulsy sterujące są różnicowane przez obwód R2C7, a następnie, już skrócone do czasu trwania około 1 μs, wchodzą przez transformator T1 do obwodu bazowego tranzystorów VT1, VT2 przetwornicy. Te krótkie impulsy służą jedynie do przełączania tranzystorów - zamykania jednego z nich i otwierania drugiego. Prąd bazowy tranzystora otwierany przez impuls sterujący wspomaga działanie dodatniego sprzężenia zwrotnego prądowego przez uzwojenie IV transformatora T1. Rezystor R2 służy także do tłumienia oscylacji pasożytniczych występujących w momencie zwarcia diod prostowniczych obwodu wtórnego w obwodzie utworzonym przez pojemność międzyzwojową uzwojenia pierwotnego transformatora T1, cewki indukcyjnej L3 i kondensatora C8. Te pasożytnicze oscylacje mogą powodować niekontrolowane przełączanie tranzystorów VT1, VT2. Opisana możliwość sterowania przetwornicą pozwala na zachowanie proporcjonalnej kontroli prądu tranzystorów przy jednoczesnej regulacji ich częstotliwości przełączania w celu stabilizacji napięcia wyjściowego. Ponadto główna moc z generatora wzbudzenia jest zużywana tylko podczas przełączania potężnych tranzystorów, więc średni pobierany przez niego prąd jest niewielki - nie przekracza 3 mA, biorąc pod uwagę prąd diody Zenera VD5. Dzięki temu może być zasilany z obwodu pierwotnego poprzez rezystor wygaszający R1. Tranzystor VT3 pełni funkcję wzmacniacza napięcia sygnału sterującego, podobnie jak w stabilizatorze kompensacyjnym. Współczynnik stabilizacji napięcia wyjściowego bloku jest wprost proporcjonalny do współczynnika przewodzenia prądu statycznego tego tranzystora. Zastosowanie transoptora tranzystorowego U1 zapewnia niezawodną izolację galwaniczną obwodu wtórnego od sieci oraz wysoką odporność na zakłócenia na wejściu sterującym oscylatora głównego. Po kolejnym przełączeniu tranzystorów VT1, VT2 kondensator C10 zaczyna się ładować, a napięcie u podstawy tranzystora VT3 zaczyna rosnąć, wzrasta również prąd kolektora. W rezultacie otwiera się tranzystor transoptorowy, utrzymując główny kondensator oscylatora C13 w stanie rozładowanym. Po zamknięciu diod prostowniczych VD8, VD9 kondensator C10 zaczyna się rozładowywać do obciążenia, a napięcie na nim spada. Tranzystor VT3 zamyka się, w wyniku czego kondensator C13 rozpoczyna ładowanie przez rezystor R8. Gdy tylko kondensator zostanie naładowany do napięcia przełączającego wyzwalacza DD1.1, na jego bezpośrednim wyjściu zostanie ustalony wysoki poziom napięcia. W tym momencie następuje kolejne przełączenie tranzystorów VT1, VT2, a także rozładowanie kondensatora C13 przez otwarty tranzystor transoptorowy. Rozpoczyna się kolejny proces ładowania kondensatora C10, a wyzwalacz DD1.1 po 3...4 μs powróci ponownie do stanu zerowego dzięki małej stałej czasowej obwodu R7C12, po czym cały cykl sterowania jest powtarzany niezależnie od tego, który tranzystorów - VT1 lub VT2 - otwarte w bieżącym półcyklu. Gdy źródło jest włączone, w początkowej chwili, gdy kondensator C10 jest całkowicie rozładowany, przez diodę LED transoptora nie przepływa prąd, częstotliwość generowania jest maksymalna i zależy głównie od stałej czasowej obwodu R8C13 (stała czasowa obwód R7C12 jest kilkukrotnie mniejszy). Przy wartościach znamionowych tych elementów wskazanych na schemacie częstotliwość ta będzie wynosić około 40 kHz, a po podzieleniu przez wyzwalacz DD1.2 - 20 kHz. Po naładowaniu kondensatora C10 do napięcia roboczego uruchamia się pętla stabilizująca OS na elementach VD10, VT3, U1, po czym częstotliwość konwersji będzie już zależeć od napięcia wejściowego i prądu obciążenia. Wahania napięcia na kondensatorze C10 wygładzają filtr L4C9. Dławiki L1L2 i L3 są takie same jak w poprzednim bloku. Transformator T1 wykonany jest na dwóch pierścieniowych rdzeniach magnetycznych K12x8x3 z ferrytu 2000NM złożonych razem. Uzwojenie pierwotne jest nawinięte równomiernie na całym pierścieniu i zawiera 320 zwojów drutu PEV-2 0,08. Uzwojenia II i III zawierają po 40 zwojów drutu PELSHO 0,15; są nawinięte „w dwa druty”. Uzwojenie IV składa się z 8 zwojów drutu PELSHO 0,25. Transformator T2 wykonany jest na pierścieniowym obwodzie magnetycznym K28x16x9 wykonanym z ferrytu 3000NN. Nawinięcie 1-120 zwojów drutu PELSHO 0,15 oraz II i III - 6 zwojów drutu PELSHO 0,56 nawiniętych „w dwa druty”. Zamiast drutu PELSHO można zastosować drut PEV-2 o odpowiedniej średnicy, jednak w tym przypadku konieczne jest ułożenie pomiędzy uzwojeniami dwóch lub trzech warstw lakierowanej tkaniny. Dławik L4 zawiera 25 zwojów drutu PEV-2 0,56 nawiniętych na pierścieniowy obwód magnetyczny K12x6x4,5 wykonany z ferrytu 100NNH1. Odpowiedni jest również dowolny gotowy induktor o indukcyjności 30...60 μH dla prądu nasycenia co najmniej 3 A i częstotliwości roboczej 20 kHz. Wszystkie rezystory stałe to MLT. Rezystor R4 - trymer dowolnego typu. Kondensatory C1-C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, C10-K50-24, reszta - KM-6. Diodę Zenera KS212K można zastąpić diodą KS212Zh lub KS512A. Diody VD8, VD9 należy instalować na grzejnikach o powierzchni rozpraszania co najmniej 20 cm2 każdy. Aby ustawić blok, należy podłączyć rezystor tymczasowy o rezystancji 1 kOhm i mocy 1-0,25 W równolegle z rezystorem R1 i bez podłączania obciążenia przyłożyć napięcie stałe lub przemienne o amplitudzie 15 ...20 V na wejście bloku, a na wyjście stałe napięcie 5 V przy odpowiedniej polaryzacji. Ustaw suwak rezystora R4 w dolnym położeniu zgodnie ze schematem. Wejście Y oscyloskopu jest podłączone do kolektora i emitera tranzystora VT2. Na ekranie powinny pojawiać się impulsy prostokątne o cyklu pracy 2 („meander”), amplitudzie 14...19 V i częstotliwości 20 kHz. Jeżeli podczas przesuwania suwaka rezystora R4 w górę częstotliwość maleje, a następnie oscylacje ustają, oznacza to, że stabilizator pracuje normalnie. Po ustawieniu częstotliwości w zakresie 4...3 kHz za pomocą rezystora R5 należy wyłączyć zasilanie wejścia i wyjścia oraz usunąć rezystor tymczasowy. Do wyjścia bloku podłącza się równoważne obciążenie, wejście podłącza się do sieci, a napięcie wyjściowe ustawia się za pomocą rezystora R4. Wydajność obu jednostek można zwiększyć, jeśli zamiast diod KD213A zastosuje się diody Schottky'ego, na przykład dowolną z serii KD2997. W tym przypadku radiatory dla diod nie są wymagane. Literatura:
Autor: E.Konovalov
Maszyna do przerzedzania kwiatów w ogrodach
02.05.2024 Zaawansowany mikroskop na podczerwień
02.05.2024 Pułapka powietrzna na owady
01.05.2024
▪ Suchy statek towarowy dla sił specjalnych ▪ Inteligentne okulary Xiaomi MIJIA ▪ PHILIPS oferuje własny system ochrony rozproszonych treści multimedialnych
▪ sekcja strony Energia elektryczna dla początkujących. Wybór artykułu ▪ artykuł Służ mamonie. Popularne wyrażenie ▪ artykuł Która broń domowa jest symbolem władzy w Afryce, Azji i Oceanii? Szczegółowa odpowiedź ▪ Artykuł dla monterów opon. Standardowe instrukcje dotyczące ochrony pracy ▪ artykuł Melodyjne wezwanie. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki ▪ artykuł Zasilacz Microdrill. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Komentarze do artykułu: Aleksander Biełomiestnych Zebrałem kiedyś ten konwerter. Jedynym problemem jest to, że się nie uruchomi. Na początek musiałem dodać obwód na tranzystorze kt315g. I tak schemat działa.
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony