|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Poprawa parametrów technicznych odbiorników radiowych. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / odbiór radia Stosując filtry kwarcowe VHF, diody Schottky'ego i tranzystory RF dużej mocy można znacznie poprawić parametry odbiornika, takie jak liniowość i selektywność obrazu. Opisano osiem sposobów ulepszenia odbiorników radiowych, w tym wybór wysokiej częstotliwości pośredniej, zastosowanie oddzielnego AGC i wzmocnienia, zastosowanie przetwornic częstotliwości typu push-pull, użycie stopni dla podwójnie zrównoważonych przetwornic częstotliwości z diodami Schottky'ego oraz optymalny rozkład AGC między stopniami odbiornika. Pomimo tego, że radia zaczęły być opracowywane u zarania technologii elektronicznej, wciąż istnieją sposoby na ich dalsze ulepszanie. Nowe komponenty, takie jak filtry kryształowe o długości fali, diody pinowe i tranzystory wysokiej częstotliwości o dużej mocy, umożliwiają odejście od pewnych ustalonych koncepcji i opracowanie odbiorników o mniejszych zniekształceniach, lepszej selektywności obrazu i wysokiej liniowości. Szczególnie wymierne korzyści można osiągnąć w zakresie 2-30 MHz, jednak wiele z proponowanych metod ma zastosowanie do odbiorników pracujących na innych częstotliwościach. Pierwszym krokiem w projektowaniu odbiornika jest sporządzenie schematu blokowego, na którym dla każdego bloku odnotowuje się oczekiwane wartości szumów i straty (straty są również źródłem dodatkowego szumu). Umożliwia to obliczenie szumu całego odbiornika. Na przykład na schemacie blokowym odbiornika pokazanym na ryc. 1, współczynnik szumów, określony przez zsumowanie szumów i strat, wynosi 8 dB.
Współczynnik szumów całego odbiornika jest wyznaczany przez zsumowanie szumu, wzmocnienia i tłumienia (w decybelach) poszczególnych stopni. Aby uzyskać szeroki zakres dynamiki, wzmocnienie musi być tak niskie, jak to konieczne, aby skompensować straty. Każdy etap musi być zoptymalizowany pod względem zakresu dynamiki i współczynnika szumów. Maksymalny zakres dynamiki uzyskuje się, gdy wzmocnienia stopni RF i IF mają minimalną wartość niezbędną do skompensowania strat. Jak widać na schemacie blokowym, straty 0,5 dB w obwodzie wejściowym i tłumiku AGC, 6,5 dB w przetwornicy częstotliwości i 4,5 dB w filtrze IF są kompensowane wzmocnieniem około 11 dB we wzmacniaczu RF. Należy zauważyć, że druga przetwornica częstotliwości jest najbardziej wrażliwa na przeciążenia, ponieważ minimalna szerokość pasma filtru krystalicznego wynosi ±3,5 kHz, a zatem na tym etapie wyższe napięcia koncentrują się w wąskim paśmie częstotliwości. Po wybraniu głównych parametrów schematu blokowego deweloper może przystąpić do projektowania poszczególnych kaskad. To na tym etapie można zrealizować korzyści płynące z nowych komponentów. Rozważ kolejność sposobów ulepszenia odbiornika. 1. Aby uzyskać lepszą selektywność w kanale obrazu, częstotliwość pośrednia musi być wyższa niż zakres odbieranych częstotliwości Dawniej w odbiornikach z podwójną lub potrójną konwersją każda z odpowiednio dwóch lub trzech częstotliwości pośrednich znajdowała się poniżej częstotliwości odbieranego pasma, a selektywność odbiornika determinowana była głównie przez układy pracujące na najniższej częstotliwości pośredniej (często 455 kHz). . Tłumaczy się to tym, że dostępne w tym czasie komponenty mogły zapewnić wymaganą selektywność tylko przy niskich częstotliwościach pośrednich. Jednak przy niskiej pierwszej częstotliwości pośredniej problem tłumienia szumu kanału obrazu staje się trudniejszy. Częstotliwości szumu działające na wejściu, za konwerterem, do którego przykładane jest napięcie lokalnego oscylatora, mogą wchodzić w pasmo przenoszenia IF. W przypadku IF 1 MHz tłumienie zakłóceń kanału obrazu, mimo że wynosi 80 dB przy najniższej częstotliwości odbioru (2 MHz), spada do 30 dB przy 30 MHz. Na przykład w przypadku odbioru sygnału o częstotliwości 30 MHz, zakłócenie na kanale obrazu ma częstotliwość 32 MHz, która jest zbliżona do częstotliwości odbieranego sygnału i nie może być wystarczająco tłumiona przez filtr wejściowy. Jednocześnie przy odbiorze na częstotliwości 2 MHz częstotliwość zakłóceń 4 MHz jest dwukrotnie wyższa niż częstotliwość wejściowa, co zapewnia dobrą selektywność w kanale obrazu. Aby złagodzić zakłócenia w kanale obrazu, który ma częstotliwości zbliżone do odbieranych, twórcy próbowali zastosować w preselektorach śledzące filtry pasmowe, co zwiększyło koszt odbiornika. Lokalny oscylator musi być dostrojony w zakresie równym szerokości do zakresu częstotliwości sygnałów wejściowych. Tak więc w odbiorniku o zakresie 2-30 MHz współczynnik pokrycia lokalnego oscylatora powinien wynosić 1:15. Ten współczynnik nakładania się może wymagać złożonych układów mechanicznych w celu dokładnego dopasowania ustawień obwodu wejściowego i lokalnego oscylatora. Stosując obecnie dostępne filtry kwarcowe w zakresie fal metrowych (30 - 120 MHz) w kaskadach IF powyższe problemy można rozwiązać. Wybierając częstotliwość pośrednią powyżej częstotliwości z zakresu roboczego można zastosować eliptyczny filtr dolnoprzepustowy o częstotliwości odcięcia np. 2 MHz w odbiorniku o zakresie 30-31 MHz. W tym przypadku zakłócenia o częstotliwościach powyżej zakresu pracy są tłumione o 80 dB, a selektywność w kanale obrazu nie zależy od częstotliwości odbieranych sygnałów. Ten sam filtr zapewni tłumienie promieniowania lokalnego oscylatora, co pozwala na umieszczenie kilku odbiorników w bliskiej odległości od siebie. Gdy częstotliwość pośrednia wynosi np. 40 MHz, lokalny oscylator powinien obejmować zakres 42-70 MHz (w odbiorniku o zakresie 2-30 MHz); dlatego współczynnik nakładania się jest mniejszy niż 1:2. To znacznie upraszcza konstrukcję lokalnego oscylatora i zmniejsza prawdopodobieństwo, że interakcja harmonicznych lokalnego oscylatora z sygnałami wejściowymi w przetwornicy częstotliwości doprowadzi do powstawania zakłóceń w szerokości pasma odbiornika. 2. Zastosowanie oddzielnych stopni dla AGC i wzmocnienia w celu zmniejszenia zniekształceń. W przeszłości lampy próżniowe były używane zarówno do wzmocnienia, jak i AGC. Jednak ze względu na nieliniowość charakterystyki lampy, po przyłożeniu napięcia AGC wystąpiły zniekształcenia intermodulacyjne. To samo dotyczy tranzystorów bipolarnych i polowych. Jeśli wzmocnienie i AGC są przeprowadzane w oddzielnych etapach, możliwe jest zapewnienie optymalnego trybu dla każdego z nich. Na przykład w przypadku AGC można zastosować tłumik na diodach pinowych. podłączony między wejściowy filtr dolnoprzepustowy a wzmacniacz RF, jak pokazano na rys.1. Tłumik diodowy musi mieć stałą impedancję wejściową i wyjściową, w przeciwnym razie każda zmiana impedancji obciążenia zmieni charakterystykę filtra, a zmiana impedancji źródła napędzającej wzmacniacz spowoduje zmianę w szumie i zniekształceniach. Na ryc. 2 przedstawia tłumik, który jest konwencjonalnym podwójnym mostkiem T na diodach pinowych. Impedancje wejściowe i wyjściowe takiego tłumika są utrzymywane na stałym poziomie. W tym celu stosuje się wzmacniacz różnicowy, który zapewnia odpowiednią redystrybucję prądów na wyjściach tłumika (suma prądów kolektora musi być niezmieniona).
3. Zastosowanie wzmacniaczy RF push-pull na potężnych tranzystorach z głębokim sprzężeniem zwrotnym w celu zmniejszenia zniekształceń; W większości starszych odbiorników tylko kilka lamp uznano za wystarczająco liniowe do zastosowania we wzmacniaczach wejściowych w trybie klasy A. Konstruktorzy wykorzystali właściwości tych lamp do uzyskania niskich zniekształceń intermodulacyjnych. Obecnie produkowane są liniowe tranzystory wysokiej częstotliwości dużej mocy, które pracując w trybach wysokiego napięcia stałego z silnym sprzężeniem prądowym i napięciowym (co jest rzadko stosowane w praktyce), mogą zapewnić jeszcze lepszą liniowość niż lampy. Na ryc. 3 pokazuje schemat takiego wzmacniacza, zmontowanego na potężnych tranzystorach liniowych o zakresie fali decymetrowej.
Wzmacniacz push-pull tłumi produkty nieliniowości drugiego rzędu o 40 dB w stosunku do nieliniowości. Wzmocnienie zależy od głębokości sprzężenia zwrotnego oraz w wariancie z rys. 3 równa się 11 dB. Wprowadzenie sprzężenia zwrotnego zmniejsza wzmocnienie o 40 dB przy jednoczesnym rozszerzeniu zakresu dynamicznego. Wzmacniacz wykorzystuje trzy rodzaje sprzężenia zwrotnego: prądowe sprzężenie zwrotne zapewnia rezystor emiterowy 6,8 omów bez kondensatora obejściowego; rezystor 330 omów podłączony między kolektorem a podstawą bez kondensatora bocznikowego zapewnia sprzężenie zwrotne napięcia. Ponieważ te sprzężenia zwrotne zmieniają impedancje wejściową i wyjściową, wprowadza się również sprzężenie zwrotne transformatora, dzięki czemu impedancje wyjściowa i wejściowa są równe 50 omów. Jednocześnie a.s.v.s. wzmacniacz nie przekracza 1,2 w zakresie częstotliwości od 100 kHz do prawie 200 MHz. Zalety tego nowego typu wzmacniacza RF najlepiej ilustruje jego charakterystyka pokazana na rys. 3. Przy mocy wejściowej -27 dBm (dwa sygnały sinusoidalne o amplitudzie 20 mV każdy) wzmocnienie wynosi 12 dB. Przy takim sygnale wejściowym poziom iloczynów intermodulacji drugiego rzędu (f1±f2) w kaskadzie jednocyklowej nie przekracza -65 dB, a iloczynów trzeciego rzędu (f1±2f2) -100 dB. We wzmacniaczu push-pull produkty nieliniowe drugiego rzędu są dodatkowo redukowane do -105 dB. Poziom produktu nieliniowości trzeciego rzędu osiąga pożądany poziom wyjściowy przy mocy wejściowej +22 dBm. 4. Zastosowanie podwójnie zrównoważonych przetwornic częstotliwości z diodami Schottky'ego Znane są zalety konwerterów push-pull nad konwerterami jednocyklowymi (wysoka czułość, niskie zniekształcenia), ale wysoki koszt uniemożliwia ich szeroką dystrybucję. Obecnie niskoszumowe diody konwersji na gorących nośnikach (diody Schottky'ego) są produkowane w przystępnej cenie. Należy zauważyć, że obecnie produkowane są również przetworniki podwójnie zbalansowane oparte na tranzystorach polowych. Takie konwertery zapewniają dobre tłumienie produktów nieliniowości trzeciego rzędu, ale ze względu na słabe dopasowanie tranzystorów polowych tłumienie w nich produktów nieliniowości drugiego rzędu jest o 20-30 dB gorsze niż na diodach Schottky'ego. Ponadto FET ograniczają sygnały na niższych poziomach niż diody Schottky'ego. Główną zaletą mikserów diod Schottky'ego jest to, że umożliwiają one lepsze dopasowanie w porównaniu z konwencjonalnymi diodami krzemowymi lub germanowymi. Takie miksery mogą działać przy wyższym napięciu z lokalnego oscylatora. W szumie diody Schottky'ego brakuje komponentu 1/f2, który uniemożliwia stosowanie diod krzemowych przy niskich częstotliwościach. W celu optymalizacji charakterystyk przemiennika częstotliwości obwody pokazane na ryc. 4, a i b. Czasami konwerter zawiera do 64 diod (16 w każdej sekcji). Drugi konwerter w aplikacji według schematu blokowego z ryc. 1 obsługuje większe sygnały niż pierwszy, więc powinien mieć szerszy zakres dynamiki. W konwerterze zgodnie ze schematem z ryc. 4, a osiąga się to poprzez włączenie rezystorów szeregowych i zastosowanie obwodu push-pull.
Należy zauważyć, że rezystory szeregowe zwiększają straty miksera z 6,5 do 8 dB. W konwerterze zgodnie ze schematem z ryc. 4b, do tłumienia zakłóceń w kanale bocznym stosowany jest transformator hybrydowy. 5. Zastosowanie filtrów kwarcowych o niskich stratach w celu uzyskania wysokiej selektywności w kaskadach pierwszej częstotliwości pośredniej (fale metrowe) oraz skutecznego tłumienia zakłóceń w kanale obrazu. Do niedawna nie było możliwe masowe wytwarzanie filtrów kwarcowych o wysokiej selektywności i niskiej tłumienności wtrąceniowej. Na ryc. 5a pokazuje charakterystykę częstotliwościową typową dla nowoczesnych filtrów kwarcowych. Ponieważ tłumienie interferencji kanału obrazu między pierwszą i drugą częstotliwością pośrednią jest określone przez nachylenie odpowiedzi częstotliwościowej filtra, selektywność kanału obrazu może wynosić nawet 80 dB. Cena jednego takiego filtra wynosiła niedawno 400 dolarów, a teraz w masowej produkcji spadła do 50. Stare filtry mechaniczne (z przetwornikiem magnetostrykcyjnym) wprowadziły silne zniekształcenia intermodulacyjne ze względu na nieliniowość przetwornika. W nowoczesnych filtrach mechanicznych do redukcji nieliniowości stosuje się przetworniki piezoelektryczne. Podobne efekty mogą wystąpić w filtrach kwarcowych, jeśli rdzeń ferromagnetyczny transformatora wejściowego nasyci się przy niskim poziomie sygnału. Aby zmniejszyć nieliniowość, możesz zastosować schemat z ryc. 5 B. Testy są przeprowadzane z dwoma sygnałami o amplitudzie 1 V podawanymi na wejście filtra 50 omów; natomiast poziom fałszywego sygnału nie powinien przekraczać -80 dB.
6. Podwójna konwersja częstotliwości, wraz z nie przestrajalnymi filtrami dolnoprzepustowymi, umożliwia regulację szerokości pasma bez zmiany stromości nachylenia charakterystyki częstotliwościowej. Uzyskanie prostokątnej odpowiedzi częstotliwościowej IF przy użyciu filtrów wąskopasmowych zawsze było poważnym problemem. Nowy schemat podwójnie odwróconego widma wejściowego może stosować filtry dolnoprzepustowe, podczas gdy nachylenie charakterystyki częstotliwościowej IF jest niezależne od szerokości pasma. Dodatkową zaletą filtrów dolnoprzepustowych jest to, że czas ustalania jest o połowę krótszy niż w przypadku filtrów pasmowoprzepustowych. Eliminuje to niepożądane fluktuacje filtrów w przypadku sygnałów impulsowych. Istotę metody ilustruje wykres (rys. 6).
Selektywność odbiornika determinowana jest głównie drogą drugiej częstotliwości pośredniej 525 kHz. Szerokość pasma drugiej częstotliwości pośredniej, a zatem szerokość pasma odbiornika jako całości, można ustawić w zakresie 150 Hz-12 kHz. W tym przypadku wybór szerokości pasma nie odbywa się poprzez wymianę filtra, ale poprzez regulację przesunięcia częstotliwości między dwoma lokalnymi oscylatorami. Sygnał 525 kHz o maksymalnej szerokości pasma, powiedzmy, ±6 kHz (510-531 kHz) wchodzi do przetwornicy częstotliwości początkowo przy 467 kHz LO, co daje sygnał o rozpiętości 52 (525-6-467) do 64 kHz (525+). 6-467). Powstały sygnał jest podawany do dolnoprzepustowego filtra kwarcowego, którego charakterystyka częstotliwościowa ma ostre obniżenie przy 64 kHz (to obcięcie stanowi jeden z frontów odpowiedzi częstotliwościowej IF). Określony filtr ze stałą częstotliwością odcięcia jest regulowany tylko raz. Następnie widmo sygnału o szerokości pasma 52-64 kHz jest ponownie przenoszone na częstotliwość środkową 525 kHz i ponownie podawane do przetwornika z częstotliwością lokalnego oscylatora 583 kHz. W tym przypadku sygnał powraca do zakresu 52-64 kHz, ale z odwróconym widmem (składniki widma, które wcześniej znajdowały się na granicy szerokości pasma 64 kHz, są teraz o 12 kHz poniżej tej granicy). Filtr o częstotliwości odcięcia 64 kHz tłumi składowe sygnału, które znajdowały się na granicy 52 kHz podczas pierwszej konwersji. Uzyskany w ten sposób sygnał, przefiltrowany z wysoką selektywnością, jest ponownie przenoszony w widmie na częstotliwość 525 kHz i wykrywany. Należy zauważyć, że krawędzie odpowiedzi częstotliwościowej IF pozostają niezmienione, a szerokość pasma jest redukowana przez dostosowanie przesunięcia częstotliwości między dwoma lokalnymi oscylatorami. Na przykład przy szerokości pasma 2 kHz lokalne oscylatory są dostrojone do częstotliwości 462 kHz (525 + 1-64) i 588 (525-1 + 64). Ze względu na to, że krawędzie pasma tworzy filtr dolnoprzepustowy, pasmo przenoszenia jest zbliżone do prostokąta nawet przy szerokości pasma 150 Hz. Opisany sposób zapewnia symetrię odpowiedzi fazowej lub charakterystyk opóźnienia grupowego względem częstotliwości środkowej. Filtry kryształowe lub mechaniczne powszechnie stosowane w IF to filtry Czebyszewa o nieliniowej odpowiedzi fazowej. Jednocześnie filtry dolnoprzepustowe typu Bessela mogą zapewnić wymaganą liniowość. 7. Wśród czynników degradujących zakres dynamiczny odbiornika należy wziąć pod uwagę pasma boczne szumów lokalnego oscylatora Wstęgi boczne szumu widma LO mogą znacznie pogorszyć zakres dynamiczny odbiornika z powodu efektu zwanego blokowaniem. Szum LO może zakłócać silne sygnały wejściowe o częstotliwości zbliżonej do odbieranego sygnału, powodując szum w paśmie przepustowym IF, który zakłóca pożądany sygnał, zmniejszając stosunek sygnału do szumu. Silne zniekształcenia blokujące mogą wystąpić przy poziomach sygnału znacznie poniżej progu kompresji 3dB (kolejny parametr zakresu dynamiki). Próg kompresji 3 dB odpowiada pojawieniu się zauważalnej modulacji krzyżowej i zwykle występuje przy wyższych amplitudach sygnału niż efekt blokowania. Z ryc. Na rysunku 7, jako przykład, widać, że przy gęstości widmowej szumu wstęgi bocznej 145 dB/Hz (przesunięcie 20 kHz od częstotliwości środkowej LO) i współczynniku szumu odbiornika 10 dB, występuje blokowanie odbiornika o wartości 3 dB. przy napięciu wejściowym około 50 mV, podczas gdy próg kompresji 3 dB odpowiada amplitudzie sygnału około 1 V.
Używając syntezatora częstotliwości jako lokalnego oscylatora, konieczne jest również wyeliminowanie fałszywych sygnałów, ponieważ mogą one, podobnie jak wstęgi boczne szumów, pogorszyć wydajność odbiornika. 8. Właściwa dystrybucja AGC na poszczególnych stopniach odbiornika w celu uzyskania maksymalnego zakresu dynamicznego Zakres dynamiczny odbiornika zależy od najniższego poziomu sygnału, przy którym napięcie AGC jest przyłożone do tłumika RF. Dopóki poziom sygnału w antenie nie osiągnie wartości odpowiadającej stosunkowi sygnału do szumu 48 dB, AGC powinien działać tylko w IF (rys. 8).
Następnie powinien zadziałać tłumik AGC, który chroni drugi konwerter przed przeciążeniem. Jeśli tłumik AGC zacznie działać przy mniejszych sygnałach, nie tylko zmniejszy się stosunek sygnału do szumu, ale także pogorszy się stabilność AGC. Obwód AGC musi być dokładnie przeanalizowany jako system pętli zamkniętej, na przykład przy użyciu hodografu Nyquist, w celu optymalizacji jego parametrów. literatura
Publikacja: N. Bolszakow, rf.atnn.ru
Maszyna do przerzedzania kwiatów w ogrodach
02.05.2024 Zaawansowany mikroskop na podczerwień
02.05.2024 Pułapka powietrzna na owady
01.05.2024
▪ Nanovaccine ochroni mózg przed nikotyną ▪ Ocean niszczy warstwę ozonową ▪ Plamy słoneczne wpływają na klimat ▪ Osoby z synestezją lepiej pachną ▪ Prototypowe inteligentne okulary z autofokusem
▪ sekcja serwisu Połączenia i symulatory audio. Wybór artykułu ▪ artykuł Jego przykładem dla innych jest nauka. Popularne wyrażenie ▪ artykuł Jakiego znaku zamiast plusa używają uczniowie izraelskich szkół? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł Timer o dużej mocy. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony