|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Odbiornik radiowy Contest-RX. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / odbiór radia Odbiornik ten ma lepsze parametry niż odbiornik „Super-Test” opracowany wcześniej przez autora artykułu i opublikowany w marcowym numerze magazynu 2002. Jest bardziej czuły, ma lepszy zakres dynamiki. W tym odbiorniku nacisk kładziony jest na przeniesienie wzmocnienia odbiornika w większym stopniu na stopnie niskoczęstotliwościowe. Zrobiono to celowo, ponieważ przy niskich częstotliwościach łatwiej uzyskać większy stosunek sygnału do szumu przy tej samej podstawie elementu niż przy wysokich częstotliwościach. Dodatkowo zastosowany schemat osobnej regulacji wzmocnienia dla URF i IF pozwolił na znaczne podniesienie jakości odbioru w niskich zakresach częstotliwości bez pogorszenia parametrów dynamicznych. Wiele uwagi w odbiorniku poświęca się GPA. Wykorzystuje obwód Wakar, który ma zwiększoną stabilność częstotliwości. Zamontowanie generatora na podstawkach ceramicznych (m.in. zastosowanie ceramiki w cewkach i kondensatorach) oraz zastosowanie tranzystora o małych pojemnościach przepustowych doprowadziło do zwiększenia stabilności częstotliwościowej GPA. Ponadto stało się możliwe wykonanie kompensacji termicznej tylko w jednym zakresie - 18 MHz przy użyciu kondensatorów tego samego typu o TKE bliskim zeru. Zastosowanie układu DAC w tym amplitunerze całkowicie przekreśla pomysł zastosowania wieloszczegółowego i wieloszumowego syntezatora częstotliwości. Należy powiedzieć o systemie AGC. Został doprowadzony, jeśli nie do perfekcji, to do pożądanego rezultatu (przy ograniczonej bazie elementarnej). Możliwość ustawienia progu dla układu AGC, autonomia działania oraz możliwość odczytu wskazań S-metra niezależnie od położenia suwaków rezystorów sterujących wzmocnieniem, zapobieganie trzaskom, gdy na odbiorniku pojawiają się silne sygnały impulsowe wejście - to nie wszystkie przydatne cechy tego obwodu. W odbiorniku nie ma radiatorów (z wyjątkiem małego w układzie DA1). Na wlocie istnieje możliwość zamontowania filtrów dwusekcyjnych. Zastosowanie pełnoprawnego głośnika, oddalenie GPA od głośnika i transformatora sieciowego (aby zapobiec niepożądanym sprzężeniom elektromagnetycznym i mechanicznym), możliwość zainstalowania dużych elementów sterujących na przednim panelu, swobodny dostęp do elementów radiowych ( skala cyfrowa może być łatwo usunięta - trzy śruby) są bardzo przydatne w tej konstrukcji. Jednym słowem ten projekt jest najdoskonalszy w porównaniu z innymi moimi projektami (z lekko powiększoną bazą elementów).
Schemat obwodu odbiornika pokazano na ryc. 1. Jest to superheterodyna z jedną konwersją częstotliwości.
Sygnał o częstotliwości radiowej przez gniazdo antenowe XW1, kondensator C1 i przełącznik SA1.1 wchodzi do części cewki L1, która wraz z kondensatorem zmiennym C4 tworzy obwód wejściowy. Przełączanie odbiornika z zakresu na zakres odbywa się poprzez zamknięcie odpowiedniej części zwojów cewki sekcją przełącznika zakresu SA1.2. Sekcja przełącznika SA1.1 na dowolnym z zakresów łączy tylko część zwojów (około połowy) cewki obwodu wejściowego z anteną, zapewniając w ten sposób akceptowalne dopasowanie do anteny. W zakresie 1,8 MHz kondensator C4 jest podłączony równolegle do KPI C2, co umożliwia strojenie w tym zakresie częstotliwości przy jednoczesnym zmniejszeniu współczynnika nakładania się częstotliwości. Z obwodu wejściowego sygnał RF przez kondensator C3 jest podawany do pierwszej bramki tranzystora VT1, który działa w kaskadzie RF. Napięcie sterujące AGC jest przykładane do drugiej bramki tego tranzystora. Jest on podawany przez rezystor R4, który służy do ręcznej regulacji wzmocnienia tego stopnia. Z URF sygnał podawany jest do zbalansowanego miksera z podwójnym mostkiem. Ten mikser zawiera dwa mostki diodowe VD1-VD4, VD5-VD8, dwa transformatory T1, T2 i dwa rezystory R7, R8. Obecność rezystorów umożliwia przeprowadzenie trybu przełączania diod przy stosunkowo wysokim lokalnym napięciu oscylatora i ograniczenie ich prądu przy otwierającej półfali napięcia do maksymalnej dopuszczalnej wartości. Ten mikser jest jednym z mikserów wysokiego poziomu, który może zapewnić duży zakres dynamiki dzięki wysokiemu lokalnemu napięciu oscylatora. Pozytywne cechy tego miksera to dobre odsprzęganie obwodów wejściowych i heterodynowych. Sygnał GPA jest podawany do jednego z uzwojeń transformatora T2, a sygnał o częstotliwości radiowej jest podawany do punktu połączenia dwóch uzwojeń transformatora T1. Sygnał o częstotliwości pośredniej 5,5 MHz pobierany jest z czwartego uzwojenia T1, które jest połączone szeregowo z trzecim uzwojeniem, co zapewnia dobre dopasowanie do wysokorezystancyjnego wejścia kolejnego stopnia. Ponadto sygnał IF jest wzmacniany przez kaskadę wykonaną na tranzystorach VT2VT3 zgodnie z obwodem kaskodowym, w którym VT2 jest podłączony do wspólnego źródła, a VT3 jest podłączony do wspólnej podstawy. Sygnał IF wyizolowany w układzie L3C13 podawany jest na główny filtr selekcyjny, który pełni funkcję ośmiokryształowego filtra kwarcowego, wykonanego według schematu drabinkowego. Gdy styki przekaźnika K1.1, K2,1, zwarcie są zamknięte. 1, K4.1 szerokość pasma filtra jest zawężona z 2,4 do 0,8 kHz. Z wyjścia filtra kwarcowego sygnał IF przez transformator dopasowujący TZ jest podawany do drugiego IF, wykonanego na tranzystorze VT4 zgodnie z obwodem wspólnego źródła. Napięcie sterujące AGC jest dostarczane do drugich bramek tranzystorów polowych obu wzmacniaczy IF. Rezystorem R69 wykonaj ręczną regulację wzmocnienia powyższych stopni. Z obwodu L5C35 sygnał IF wchodzi do detektora sygnału SSB, wykonanego na diodach VD9-VD12 zgodnie z pierścieniowym obwodem zbalansowanym. Poprzez rezystor równoważący R23 odbiera również sygnał przykładowego lokalnego oscylatora kwarcowego o częstotliwości 5,5 MHz, który jest montowany na tranzystorze VT13. Z wyjścia SSB detektora sygnał 34 przez filtr dolnoprzepustowy (C37R24C42) i sztucznie utworzony niepolarny kondensator C40C41, niezbędny do zapobieżenia asymetrii miksera pierścieniowego przy stałym napięciu, które może pochodzić z podstawy VT5, gdy parametry kondensatora elektrolitycznego C44 zmieniają się w czasie, są podawane do niskiej częstotliwości przedwzmacniacza, wykonanej na niskoszumowych tranzystorach VT5 i VT6 zgodnie ze schematem cascode. Pierwszy tranzystor jest połączony zgodnie ze schematem ze wspólnym emiterem, drugi - ze wspólną bazą. Z kolektora VT6 sygnał 3H przechodzi przez rezystor regulacji wzmocnienia LF R32 do końcowego ULF (DA1), a z jego wyjścia albo do głośnika BA1, albo do słuchawek, w zależności od położenia przełącznika SA3. Z kolektora VT6 sygnał 3H wchodzi również przez kaskadę na tranzystorze VT7 i przełącznik SA2 do obwodu automatycznej regulacji wzmocnienia (AGC) wykonanego na tranzystorze VT14. Prostownik AGC jest wykonany na diodach VD17 i VD18.Wartość rezystancji R74 określa próg działania układu AGC, a wartość pojemności C120 określa czas odpowiedzi. Diody VD5, VD6 zapobiegają całkowitemu zamknięciu VT14, gdy na wejściu odbiornika pojawi się silny sygnał impulsowy, co zapobiega trzaskom w głośniku Obecność rezystora R68 pozwala ograniczyć napięcie sterujące AGC od góry, a rezystor R70 - usunąć obszar niedziałający od dołu.Emiter VT14 zawiera urządzenie pomiarowe PA1 jako miernik S. R71 ogranicza sygnał przykładany do PA1 od góry, a VD25 tworzy nieliniowość dla sygnałów o wysokich poziomach, co jest wygodne przy ich odczytywaniu. Kondensator C119 blokuje zakłócenia RF. Wejście „B” jest zasilane napięciem sterującym +12 V w celu zablokowania odbiornika, gdy nadajnik pracuje z prędkością transmisji. Generator gładkiego zasięgu (GPA) jest wykonany na tranzystorze VT8. Zaletą GPA jest zastosowanie podwajacza stopnia wzmacniającego oraz częstotliwości pośredniej 5,5 MHz. Ten JEŻELI ma mniej punktów wpływu na konwersję w porównaniu z innymi wartościami JEŻELI. Parametryczny stabilizator napięcia VD14R50 i kondensator C86 zapobiegają wyciekom napięcia o wysokiej częstotliwości w obwodzie zasilającym i zapewniają zwiększoną stabilność parametrów sygnału wyjściowego. Sekcja przełączników SA1.3 łączy kondensatory GPA w różnych zakresach częstotliwości, a sekcja SA1.4 łączy kondensatory C90 i C91, służące do uzyskania niezbędnego rozciągnięcia w różnych zakresach. Rezystor R44 poprawia odsprzęganie między generatorem a kolejnym stopniem. Częstotliwości generowane przez GPA przedstawiono w tabeli. 1.
Szerokopasmowy wzmacniacz GPA jest wykonany na tranzystorze VT9.Niska pojemność obwodu bramki i wysoka impedancja wejściowa kaskady przyczyniają się do dobrego odsprzęgnięcia generatora od innych kaskad. Wyjście wzmacniacza GPA jest ładowane na eliptyczny filtr dolnoprzepustowy siódmego rzędu o szerokości pasma 7,33 ... 12,668 MHz. Częstotliwość odcięcia filtra wynosi 12,72 MHz. Dla wszystkich składowych pasożytniczych widma generowanego sygnału zapewnione jest tłumienie powyżej 35 dB. Wyjście filtra dolnoprzepustowego jest podłączone do wejścia kaskady wykonanej na tranzystorach VT10 i VT11, która jest przełączanym wzmacniaczem podwajającym. Przełączanie trybów tej kaskady odbywa się za pomocą styków przekaźnika K5.1. Na zakresach 1,9; 3,5; 7; 14; Wzmacniacz-podwajacz 18 MHz działa jako wzmacniacz, a na reszcie - jako podwajacz. Podczas przełączania z trybu podwajania do trybu wzmocnienia kolektor tranzystora VT10 jest wyłączany, a tranzystor VT11 jest przełączany w tryb liniowy klasy A poprzez dostarczenie dodatkowego dodatniego odchylenia do obwodu podstawowego z powodu połączenia rezystora R57. W trybie dublowania sygnał z transformatora wejściowego T5 podawany jest w przeciwfazie do podstaw tranzystorów. Kolektory tranzystorowe są połączone równolegle i obciążane na uzwojeniu wejściowym transformatora T4. Z uzwojenia wyjściowego T4 sygnał GPA jest podawany do pierwszego miksera odbiornika przez popychacz emitera (VT12), a od jego środka (wyjście „B”) - do skali cyfrowej i przystawki nadawczej. Wyjście „A” wykorzystywane jest do podglądu odpowiedzi częstotliwościowej filtra kwarcowego i jego strojenia zgodnie z metodą opisaną w [1]. Jeżeli zamierza się używać odbiornika w połączeniu z dekoderem nadawczym, to do GPA należy wprowadzić układ rozstrajający, a przy pracy z cyfrowymi trybami komunikacji układ TsAPCh [8] Układ ten współpracuje z skali V. Krinitsky'ego [2], a jej działanie szczegółowo opisano w [3]. Odbiornik może korzystać nie tylko z tej skali cyfrowej, ale także innych, na przykład autorów V. Buravlev, S. Vartazaryan, V. Kolomiytsev [4]. Podczas korzystania ze skali V. Krinitsky'ego do prawidłowego odczytu częstotliwości w licznikach konieczne jest wpisanie liczb 945000 na niskich pasmach (do 10 MHz włącznie) i 055000 na wysokich pasmach. Fragment schematu linii centralnej z elementami zapisu w/w cyfr oraz układem przełączającym do zapisu cyfr na podziałce przedstawiono w [8]. Zasilacz składa się z transformatora sieciowego T6, mostka prostowniczego VD21-VD24 oraz stabilizatora wykonanego na DA2, VT15, VT16 i VT17. Kolektor tranzystora VT17 jest „osadzony” bezpośrednio na obudowie podwozia. Na emiterze tego tranzystora w stosunku do korpusu występuje napięcie ujemne, które można wykorzystać do dodatkowego zablokowania stopni odbiornika, gdy jest używany w połączeniu z nadajnikiem. Współczynnik stabilizacji napięcia wyjściowego tego stabilizatora wynosi co najmniej 4000. Odbiornik wykonany jest w obudowie o wymiarach 290x178x133 mm z duraluminium o grubości 1,5 mm. Obudowa wykonana jest z duraluminium o grubości 4 mm. Widok podwozia z dwóch stron podano w [8]. Głębokość podwozia od dołu - 53 mm. Przedziały GPA, a także kondensator C76, wykonane są z płyt duraluminiowych o grubości 5 i 1,5 mm. Części GPA montowane są na stojakach wykonanych z uszkodzonych bezpieczników ceramicznych (pozostałości przewodów przewodzących należy usunąć z bezpieczników). Słupki wkładane są we wgłębienia wywiercone (nie na wylot) w podwoziu i zabezpieczone klejem Moment. Takie ustawienie poprawia stabilność częstotliwości. Od spodu komorę GPA osłonięto duraluminiową osłoną o grubości 1,5 mm. Podobną pokrywę zakrywa od góry i kondensator C76. W obudowie są wycięte otwory do montażu płytek obwodów drukowanych, a do ich zamocowania wykonane są gwintowane otwory MZ. Kondensatory C124 i C126 przechodzą przez okrągłe otwory w obudowie. Chip DA1 jest wyposażony w mały radiator. W obwodach wejściowych odbiornika istnieje możliwość zastosowania filtrów dwusekcyjnych. W tym celu możliwe jest przesunięcie kondensatora C4 do przodu do kondensatorów strojenia C55-C65. W opuszczonym miejscu wycina się otwór do zainstalowania płyty z filtrami. Skala cyfrowa mocowana jest trzema śrubami do tulei gwintowanych. Widok panelu czołowego odbiornika pokazano na [8]. Wykonany jest z duraluminium o grubości 2 mm i pomalowany czarną farbą nitro. Prostokątne kawałki papieru z objaśniającymi napisami są przyklejone do farby. Od góry panel przedni przysłonięty jest fałszywym panelem wykonanym z przezroczystego, bezbarwnego szkła organicznego o grubości 2 mm, które pełni rolę przeszklenia dla skali cyfrowej i jednocześnie chroni napisy przed uszkodzeniem. Na fałszywy panel nakładana jest nakładka dekoracyjna z białego styropianu o grubości 2 mm. W białą nakładkę wklejone są wstawki z kolorowego plastiku w kolorach niebieskim i czerwonym, które otaczają cyfrową skalę i S-metr. Wewnątrz wagi cyfrowej zainstalowany jest filtr koloru zielonego wykonany z pleksiglasu (2 mm). Głośnik osłonięty jest ozdobną czerwoną maskownicą. Główna część podzespołów radiowych jest zainstalowana na czterech płytkach drukowanych. Płytki drukowane wykonane są z dwustronnego włókna szklanego o grubości 1,5 mm. Folia miedziana z boku elementów radiowych nie została całkowicie usunięta. Na krawędziach płyt, jak również pod przegrodami ekranowymi pozostawiono szyny o szerokości 3 mm, do których lutowane są ekrany (mosiądz o grubości 0,5 mm). Ekrany pudełkowe filtra kryształowego i referencyjnego oscylatora kwarcowego są wyjmowane. Topologię płytek obwodów drukowanych podano w [8]. Odbiornik wykorzystuje szeroko stosowane komponenty radiowe. Rezystory typu MLT-0,125, MLT-0,5, MLT-1. Rezystory zmienne - SPZ-9a Tranzystory KP350B można zamienić na KP306, KT339B - na 2T3124A-2, KT342 - na KT306, KT660B - na KT603B, KT608B, KT646B, KT606B - na KT904A, KT312B - na KT306, KT 342, MP25B - wł KT501M. Głośnik - dynamiczna głowica typu 1GD50. Żarówka HL1 jest zasilana napięciem 28 V (CAM-28) Można ją zastąpić kilkoma żółtymi diodami LED połączonymi szeregowo z rezystorami 300-500 Ohm i umieszczonymi na obwodzie urządzenia RA1. W takim przypadku oświetlenie S-metra nieznacznie spadnie, ale reżim termiczny GPA zostanie ułatwiony, co pozytywnie wpłynie na stabilność jego częstotliwości. Przekaźnik K1-K5 - paszport RES49 RS4.569.423 lub RS4.569.421-00. W odbiorniku zastosowano kondensatory typu KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6. Kondensator C80 - grupy PZZ i C81 - M47. Aby dostroić odbiornik do częstotliwości i dostroić jego obwód wejściowy, zastosowano tak zwany różnicowy paszport KPI („motyl”) YaD4.652.007 ze stacji radiowej R-821 (822). Aby zwiększyć maksymalną wydajność, ich stojany są ze sobą połączone, a wirniki są połączone wspólnym przewodem. Głowica pomiarowa RA1 - mikroamperomierz M476/3 o całkowitym prądzie odchylania strzałki 100 μA (z magnetofonu "Romantic-3"). Zastosowano przełączniki SA2, SA3, SA4, SA5, "On. Stabilizacja" i "On. Detuning" typu VKZZ-B15. W filtrze kwarcowym i oscylatorze kwarcowym zastosowano rezonatory kwarcowe z zestawu „Rezonatory kwarcowe dla radioamatorów” nr 1 (paszport IG2.940.006 PS), wyprodukowane przez Omsk Instrument-Making Plant im. Kozicki. Transformator sieciowy Т6 typ ТН 34-127/220-50. Można go zastąpić dowolnym transformatorem żarowym o mocy większej niż 30 W i mającym 2-3 uzwojenia żarnika na napięcie 6,3 V i prąd większy niż 0,9 A. Jeśli używane są wszystkie trzy uzwojenia, zaleca się używać kranów pięciowoltowych. Dane uzwojenia konturów podano w tabeli. 2. Projekt cewki L1 pokazano na ryc. 2
Założenie odbiornika rozpoczynamy od sprawdzenia działania zasilacza i ustawienia napięcia na +12 V rezystorem R79. Następnie wszystkie stopnie są sprawdzane pod kątem braku zwarcia w obwodach zasilających, a następnie są zasilane. Następnie przystępują do strojenia lokalnych oscylatorów.Strojenie referencyjnego lokalnego oscylatora kwarcowego (VT13) polega na obracaniu rdzenia cewki L12, aż do uzyskania stabilnej generacji i maksymalnej amplitudy wyjściowej. Regulując rdzeń cewki L14, ustawia się częstotliwość generowania poniżej dolnego nachylenia charakterystyki filtra kwarcowego. W przypadku braku generacji części generatora należy sprawdzić pod kątem przydatności do użytku. Nawiasem mówiąc, wskazane jest, aby zrobić to z każdą częścią (a zwłaszcza z nową) przed zainstalowaniem jej na płytce drukowanej. Generacja na wyjściu jest kontrolowana przez woltomierz RF o wysokiej rezystancji lub, jeszcze lepiej, oscyloskop, a także miernik częstotliwości.
Strojenie generatora płynnego zakresu (VT8) rozpoczyna się od ułożenia zakresu 18 MHz poprzez obrócenie wirnika dostrojonego kondensatora C60. Przełącznik SA1 jest pokazany w pozycji 14 MHz. Po ułożeniu kompensacja termiczna odbywa się poprzez wymianę kondensatorów C80, C81 na równą pojemność, ale o różnych współczynnikach temperaturowych (TKE). Następnie pozostałe zakresy układa się w taki sam sposób, jak opisano powyżej, dostosowując kondensatory C55-C59, C61-C65 i, jeśli to konieczne, dobierając kondensatory C66-C74. W przypadku zastosowania kondensatorów o zerowym TKE (dobre efekty daje również zastosowanie kondensatorów typu KSO z literą G), to kompensację termiczną w tych zakresach można pominąć. Dobierając wartości kondensatorów C90, C91 przeprowadzamy niezbędne rozciągnięcie po zakresach (zgodnie z pozycjami przełącznika SA1.4) tak aby margines zachodzenia wynosił 10-15%. Układanie częstotliwości według zakresów odbywa się zgodnie z tabelą. 1. Następnie skonfiguruj kaskadę wykonaną na tranzystorze VT9, wybierając wartość rezystora R49 zgodnie z maksymalnym sygnałem na drenie tego tranzystora (kształt jest regularną sinusoidą). Robią to w ten sposób: tymczasowo zamień R49 na rezystor zmienny o wartości nominalnej 47 kOhm (przewody łączące powinny być jak najkrótsze), ustaw kaskadę, a następnie, po zmierzeniu wartości uzyskanej rezystancji, zamień go ze stałym rezystorem o bliskiej wartości. Filtr dolnoprzepustowy reguluje się obracając rdzenie cewek L9, L10, L11 w celu uzyskania jednorodnej charakterystyki w paśmie częstotliwości 7,33-12,668 MHz. Częstotliwość odcięcia powinna wynosić 12,72 MHz. Kontroluj ustawienie za pomocą miernika odpowiedzi częstotliwościowej lub oscyloskopu. Następnie dostroić wzmacniacz/podwajacz (VT10, VT11) Strojenie rozpoczynamy w trybie dublowania na zakresie 28 MHz poprzez dobranie wartości rezystora R56 do momentu uzyskania na wyjściu maksymalnej amplitudy sygnału o prawidłowym kształcie sinusoidalnym ("B"). Następnie SA1 przełączany jest na zakres 1,9 MHz, w którym ten stopień pracuje w trybie wzmocnienia. Ustawienie odbywa się poprzez wybór wartości rezystora R57 do momentu uzyskania maksymalnego sygnału na wyjściu „B” o prawidłowym kształcie sinusoidy. Wtórnik emitera (VT12) dostraja się, wybierając wartość rezystora R61, aż do uzyskania na jego emiterze maksymalnego sygnału o prawidłowym kształcie sinusoidalnym. Jeśli występuje nierówna amplituda sygnału wyjściowego GPA, to obrót rdzeni cewek L9, L10, L11 powinien wyeliminować ten ostatni. Jeżeli na wyjściu GPA występują zniekształcenia sygnału w postaci meandra lub amplituda sygnału jest większa niż 4 V (efektywna), to należy zwiększyć wartość rezystora R44. Podczas zakładania systemy odstrajające suwak rezystora R12 jest ustawiony w pozycji środkowej, a wybierając wartość rezystora R11, częstotliwości są zgodne, gdy rozstrojenie jest włączone i wyłączone. Regulując rezystor R9, częstotliwości nadawania i odbioru są dopasowane. Wybierając wartość rezystora R3 dopasowujemy częstotliwości przy włączonym układzie DAC i bez niego. Sprawdzenie działania wzmacniacza niskotonowego sprowadza się do monitorowania napięcia na pinie 12 układu DA1. Powinno być równe połowie napięcia zasilania. Na wejście ULF podawany jest sygnał o częstotliwości 1 kHz i napięciu 20 mV. Zmieniając częstotliwość generatora w zakresie audio, kontrolując go za pomocą oscyloskopu, upewniają się, że na wyjściu ULF nie ma zauważalnych zniekształceń sygnału. Charakterystyki w obszarze wysokich częstotliwości są korygowane przez dobór kondensatorów C51, C52, C53. Wstępny ULF reguluje się, wybierając rezystor R25, aż do uzyskania maksymalnego sygnału wyjściowego przy braku zauważalnych wizualnie zniekształceń. Po ULF zaczynają konfigurować IF (VT2, VT3. VT4). Sygnał o częstotliwości 5,5 MHz i napięciu 10 mV (niemodulowanym) jest dostarczany z GSS do dolnego wyjścia kondensatora C9 zgodnie z obwodem przez kondensator o pojemności 5 ... 10 pF. Ponadto, obracając kolejno rdzenie cewek L3, L5, osiągają maksymalny sygnał na wyjściu ULF. Filtr kryształowy powinien być w trybie szerokopasmowym, rezystor R69 powinien znajdować się w pozycji maksymalnego wzmocnienia. Obracając rdzeń cewki L14 w lokalnym oscylatorze kwarcowym odniesienia, uzyskuje się ton sygnału wyjściowego o wartości około jednego kiloherca. Ostateczna instalacja lasera i regulacja filtra kwarcowego odbywa się po pełnym dostrojeniu odbiornika. W miarę zbliżania się do maksymalnych odczytów wyjściowych przy ustawianiu L3, L5 napięcie generatora na wejściu powinno być stopniowo zmniejszane. Następnie sygnał GSS jest podawany na wejście anteny z częstotliwością odpowiadającą wybranemu zakresowi i poprzez regulację kondensatora C4 osiągany jest maksymalny sygnał wyjściowy. W takim przypadku suwak rezystora R4 „URCh” musi znajdować się w pozycji odpowiadającej maksymalnemu wzmocnieniu (dolny schemat). W paśmie 1,9 MHz może być konieczne dobranie kondensatora C2. Następnie przejdź do konfiguracji filtra kwarcowego. W tym celu sygnał z GSS lub z nadajnika-odbiornika (noniusz nadajnika-odbiornika pozwala na bardzo płynną zmianę częstotliwości) jest podawany na wejście antenowe odbiornika WV1 o częstotliwości wybranego zakresu i napięciu 0,3 uV. Płynnie zmieniając częstotliwość odbioru dostrojonego odbiornika, odczyty miernika S i odpowiadające im odczyty skali cyfrowej są pobierane i zapisywane w tabeli. Następnie, zgodnie z tą tabelą, narysuj wykres odpowiedzi częstotliwościowej filtra. Wskazania S-metra nanoszone są pionowo (w jednostkach względnych), a poziomo - częstotliwość co 200 Hz. Kształt odpowiedzi częstotliwościowej służy do oceny jakości filtra. Jeśli charakterystyka ma duże nieregularności (tłumienie powyżej 6 dB, zatory i garby) lub małą szerokość pasma (poniżej 2 kHz) lub niezadowalający współczynnik prostokątności (gorszy niż 1,4 przy poziomach -80/-3 dB), wówczas filtr należy wyregulować zmieniając naprzemiennie wartości jego kondensatorów. Sterowanie odbywa się poprzez analizę powtarzanego kreślenia odpowiedzi częstotliwościowej. Jeśli nie jest możliwe uzyskanie akceptowalnej odpowiedzi częstotliwościowej, należy wymienić kwarc. W trybie wąskopasmowym (styki SA4 są zwarte) filtr reguluje się dobierając kondensatory C18, C22, C26, C29 uzyskując zawężenie pasma. Szerokość pasma 0,8 kHz jest optymalna dla tego projektu filtra. Najłatwiejszym sposobem regulacji filtra jest użycie miernika odpowiedzi częstotliwościowej (AFC). Aby zobaczyć charakterystykę częstotliwościową filtra (a także jego ustawienia), możesz skorzystać z metody opisanej w [1]. Wreszcie, częstotliwość referencyjnego lokalnego oscylatora kwarcowego jest ustawiana po dostrojeniu filtra kwarcowego przez strojenie L14, za dolnym zboczem odpowiedzi częstotliwościowej. Detektor SSB jest równoważony poprzez ustawienie rezystora R23 na minimum sygnału OCG (5,5 MHz) na rezystorze R24, podczas gdy kondensator C37 musi być odłączony podczas procedury równoważenia (nie zapomnij go później podłączyć ponownie). Konfiguracja układu AGC polega na dobraniu wartości kondensatora C120, od której zależy czas jego odpowiedzi. Dobór tego kondensatora odbywa się w trybie szerokopasmowym zgodnie z najlepszą zgodnością ruchu wskazówki urządzenia PA1 ze zmianami sygnałów oraz wystarczającą ilością czasu do utrzymania wskazówki na maksimach sygnału w celu umożliwiają wizualny odczyt urządzenia. W takim przypadku uzyskuje się niezbędną płynność zmiany współczynnika wzmocnienia IF. Gdy urządzenie RA1 wychodzi poza skalę na szczytach sygnałów, konieczne jest zmniejszenie wartości rezystora R71. Wybierając rezystor R74 uzyskuje się wymagany poziom progu działania układu AGC, a rezystor R68 - maksymalne wzmocnienie w IF, gdy pokrętło R69 jest ustawione w pozycji maksymalnego wzmocnienia. W takim przypadku stałe napięcie na drugich bramkach VT1, VT2, VT4 nie powinno przekraczać +5 V. Wybierając rezystor R70, usuwa się niedziałającą część rezystora R69 (gdy wzmocnienie IF nie zmienia się, gdy pokrętło R69 jest obrócone). literatura
Autor: V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Kazachstan
Maszyna do przerzedzania kwiatów w ogrodach
02.05.2024 Zaawansowany mikroskop na podczerwień
02.05.2024 Pułapka powietrzna na owady
01.05.2024
▪ Substancja metaliczna, która nie przewodzi ciepła podczas przepływu prądu elektrycznego ▪ Biodegradowalny implant chłodzi nerwy i łagodzi ból ▪ Wprowadzone geny się uwalniają
▪ sekcja strony Dokumentacja normatywna dotycząca ochrony pracy. Wybór artykułu ▪ Artykuł Harveya Williama. Biografia naukowca ▪ artykuł Kim jest Kozma Prutkov? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł Czyszczenie przedmiotów stalowych. Proste przepisy i porady ▪ artykuł Przekraczanie węzła. Sekret ostrości
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony