|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Transceiver DM-2002. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Cywilna łączność radiowa „W dobrym projekcie nie ma „drobiazgów” i nawet zasilacz wymaga takiej samej uwagi, jak tor główny” – mówi autor tego transceivera, Kir Pinelis (YL2PU). Wiele osób zna jego poprzednie projekty krótkofalowych urządzeń nadawczo-odbiorczych - „Largo-91” i „D-94”. W swoim nowym opracowaniu autorowi udało się osiągnąć charakterystykę ścieżki odbiorczej porównywalną i pod pewnymi względami przewyższającą charakterystykę najlepszych profesjonalnych odbiorników. Doświadczenie pokazało, że możliwe jest wykonanie dobrego transceivera w domu. Wieloletnia praca autora pomoże średnio wykwalifikowanemu radioamatorowi zbudować dobry tor odbioru radiowego. Zanim zaczniesz reprodukować ten transceiver, odśwież sobie jeszcze raz pamięć o pewnych założeniach teoretycznych [1-3], które stały się podstawą konstrukcji jego toru odbiorczego. Uwagę autora skupiono na uzyskaniu wysokich charakterystyk dynamicznych odbiornika, jako głównych, biorąc pod uwagę współczesne zatłoczenie radioamatorów (niestety nie tylko przez stacje amatorskie) oraz duże zagęszczenie stacji w niektórych miastach. Proponowaną wersję transceivera autor opracował w oparciu o zalecenia dotyczące budowy wysokiej jakości toru odbiorczego zawarte w [1, 2], a mianowicie: a) zbudować ścieżkę z tylko jedną konwersją częstotliwości; b) przed pierwszym głównym filtrem selekcyjnym należy zapewnić minimalne wymagane wzmocnienie przy zachowaniu liniowości w całym zakresie sygnału; c) brak korekt i elementów nieliniowych przed pierwszym FOS; d) tylko pasywne miksery zbalansowane wysokiego poziomu; e) poziom szumów własnego lokalnego oscylatora musi być niższy od ścieżki szumu toru odbiorczego o co najmniej 3 dB; f) stosować w wyborze głównym filtry wysokiej jakości, a w zakresie wejściowym odbiornika także filtry wysokiej jakości o współczynniku częstotliwości mniejszym niż 1:2; g) aby zapewnić wysokie parametry dynamiczne, zapewnić tę samą wysoką selektywność (>140 dB w sąsiednim kanale), pod warunkiem minimalnego szumu fazowego i selekcji sekwencyjnej. Podczas testów i pomiarów głównych parametrów transceivera, które przeprowadzili Peter Brecht (DL40BY) i Uwe Loebel (DL1DSL) w laboratorium Stabo Elektronik GmbH&KoG w Hildesheim (Niemcy), sformułowano zalecenia dotyczące zastosowania ultra- mieszalnik wysokiego poziomu i cechy jego instalacji, które pozwoliły na zwiększenie parametrów blokowania. Transceiver „DM-2002” umożliwia obsługę telefonii (SSB) i telegrafu (CW) na dowolnym z dziewięciu amatorskich pasm KB. Główne dane techniczne:
Mała dygresja teoretyczna... Według [3] zakres dynamiki jednosygnałowej (DB0) najlepiej charakteryzuje pracę odbiornika w warunkach rzeczywistych, gdyż pozwala oszacować maksymalny poziom zakłóceń pogarszających odbiór oraz pokazuje odporność odbiornika na zjawiska „zatykanie” (blokowanie) i modulacja krzyżowa.DB1 jest ograniczony od dołu przez minimalny szum odbiornika: Prf = (-174) + Frx + (101g Bp), gdzie Frx to szum własny odbiornika <10 dB; Вp - szerokość pasma głównego filtra selekcyjnego odbiornika w Hz; a na górze - granice części liniowej charakterystyki jego kaskad IP3, czyli punkt, w którym sygnał na wyjściu odbiornika zaczyna spadać (o 3 dB), gdy sygnał zakłócający osiągnie swój maksymalny poziom. Dla większej jasności spójrzmy na ryc. 1 wzięty z [2].
Odstęp oddzielający punkt IP3 od poziomu szumów odbiornika Prf powinien być jak największy, ponieważ określa dwa parametry - zakres dynamiczny blokowania DB i zakres dynamiczny intermodulacji DB3. DB1 to zakres liniowości odpowiedzi dynamicznej odbiornika; DB3 to zakres „bezintermodulacyjnego” przetwarzania symetrycznego sygnału dwutonowego. Dolna granica obu zakresów dynamicznych to Prf. Zakres dynamiki intermodulacji jest ważniejszy, ponieważ jest określony przez poziom mocy Ps3 nieodłącznych zakłóceń intermodulacyjnych trzeciego rzędu nieuchronnie występujących w odbiorniku, co pokrywa się z Prf. Gdy Ps3 = Prf, poziom zakłóceń (szumu i intermodulacji) wzrasta o 3 dB, co powoduje pogorszenie czułości progowej odbiornika o te 3 dB. Objaśnienia do ryc. jeden:
Transiwer wykonany jest w oparciu o obwód superheterodynowy z jedną konwersją częstotliwości. Jego schemat blokowy pokazano na rys. 2. Urządzenie składa się z czternastu kompletnych konstrukcyjnie jednostek funkcjonalnych A1 - A14.
Po odebraniu sygnału z anteny, poprzez jeden z filtrów dolnoprzepustowych znajdujących się w węźle A1 i dwulinkowy tłumik umieszczony w węźle A2, trafia on do węzła A3. W węźle A3 znajdują się filtry pasmowo-przepustowe zakresowe, powszechne, podobnie jak filtr dolnoprzepustowy, do pracy zarówno przy odbiorze, jak i nadawcy. Następnie sygnał wchodzi do węzła A4-1, gdzie znajduje się pierwszy mikser nadawczo-odbiorczy, dwa stopnie przedwzmacniacza, pierwszy główny filtr selekcyjny, a także stopnie buforowe IF, lokalny oscylator i tor transmisyjny. Pierwszy mikser transiwera jest odwracalny, wspólny dla torów odbioru i transmisji. Według wyboru operatora może pracować w jednym z dwóch trybów: pasywnym lub aktywnym, ze wzmocnieniem do +4 dB. Sinusoidalne napięcie lokalnego oscylatora (VFO) jest dostarczane do miksera poprzez wzmacniacz szerokopasmowy. Dlaczego nie meander? Tak, idealny meander z frontami mniejszymi niż 4 nie byłby zły, gdyby... Tutaj jest przeszkoda! Uzyskanie frontów o wartości 4 lub mniejszej przy cyklu pracy wynoszącym jeden jest dużym problemem technicznym, a jakakolwiek mini-indukcyjność lub minireaktancja stwarza problemy z rozprzestrzenianiem się frontów (dotyczy to instalacji i wielu innych...). Nie zapomnij także o wyciekach harmonicznych z tych „stromych” frontów. Nawet jeśli nie ma bezpośredniego wycieku, niewątpliwie przyczyni się to do hałasu ścieżki. Oczywiście wszystko to można rozwiązać w środowisku przemysłowym, ale nie w domu, na kolanach... cześć! Szczególną uwagę w torze odbiorczym transceivera przywiązuje się do optymalnego rozkładu poziomu sygnału w kaskadach i uzyskania maksymalnych wartości stosunku sygnału do szumu. Dwie kaskady przedwzmacniaczy, umieszczone przed pierwszym FOS-em, kompensują całkowite tłumienie w filtrze dolnoprzepustowym, DPF i mikserze. Transceiver wykorzystuje sekwencyjny obwód selekcji sygnału IF. Mocnym argumentem przemawiającym za takim rozwiązaniem jest zalecenie podane w [3]: „W prawidłowo zaprojektowanym odbiorniku tłumienie FOS poza pasmem przepustowym powinno być równe wartości odbiornika jednosygnałowego DD. Zwiększenie jednej z tych wartości bez zwiększania drugiego jest praktycznie bezużyteczny.... Co więcej, całkowite wzmocnienie wzmacniacza musi być mniejsze niż tłumienie FOS poza pasmem przepustowym, w przeciwnym razie silne sygnały poza pasmem będą wzmacniane wraz ze słabymi sygnałami użytecznymi i zakłócać odbiór.” Innymi słowy, aby uzyskać poziom blokowania sygnału (zakres dynamiki pojedynczego sygnału) na poziomie 130...140 dB, FOS musi zapewnić także tłumienie poza pasmem przepustowym 130...140 dB (przynajmniej dla kanałów ±5 ...10 kHz od sygnału). Odpowiednio, im wyższy numer blokowania, tym wyższa wydajność DB3. Jak widać, jednym filtrem nie da się rozwiązać tego problemu. Rozwiązanie jest następujące: należy zapewnić wzmocnienie IF nie większe niż 50...60 dB, a na wyjściu toru jako element łączący IF z detektorem zamontować drugi filtr, a nie medium „czyste”. -up”, ale pełnoprawny, podobny do pierwszego FOS-a. To całkiem naturalne, że charakterystyka filtrów powinna być identyczna. Według przybliżonych obliczeń, przy pozapasmowym tłumieniu filtra na przykład 80 dB i wzmocnieniu IF = 50 dB, z doboru pierwszego filtra pozostaje już tylko 30 dB, co jest wyraźnie małe dla ścieżki . Ale kiedy włączymy inny podobny filtr, otrzymamy 30+80=110 dB. W radiotelefonie z autorskim filtrem selektywność w sąsiednim kanale (przy odstrojeniu ±5 kHz od pasma) wyniosła 150 dB. Tę praktykę konstruowania ścieżki JEŻELI wykorzystuje autor w swoim trzecim opracowaniu. Tak więc po pierwszym FOS i kolejnym wzmacniaczu szerokopasmowym, który kompensuje straty w filtrze, odebrany sygnał wchodzi do węzła A4-2. Węzeł A4-2 zawiera wzmacniacz główny, drugi FOS dla SSB i CW, detektor i wstępny ULF. Sygnał generatora częstotliwości odniesienia jest dostarczany do detektora z węzła A6-2. Następnie odebrany sygnał trafia do węzła A5, gdzie jest wzmacniany i przetwarzany z niską częstotliwością. Węzeł A5 zawiera pasywny filtr dolnoprzepustowy o szerokości pasma około 3 kHz i filtr aktywny o szerokości pasma 240 Hz dla zwiększonej selekcji w trybie CW. Tam też znajduje się końcowy wzmacniacz ULF i AGC.Układ AGC steruje tylko głównym AGC. Na wstępnych etapach IF nie ma żadnych dostosowań, ponieważ są one sprzeczne z prawami konstruowania ścieżki liniowej. W trybie transmisji sygnał z mikrofonu wchodzi do węzła A6-1. Składa się ze wzmacniacza mikrofonowego i procesora „Mowy” na dwóch polach elektromagnetycznych. Następnie sygnał wchodzi do węzła A6-2, gdzie znajdują się oscylatory odniesienia pasma górnego i dolnego, układ kształtujący i regulowany wzmacniacz sygnału DSB oraz układ kształtujący sygnał CW. Z wyjścia węzła A6-2 wygenerowany sygnał DSB lub CW trafia do węzła A4-2. Tutaj sygnał przechodzi przez jeden z filtrów – albo szerokopasmowy, z selekcją sygnału SSB, albo wąskopasmowy CW. Następnie sygnał trafia do miksera węzła A4-1, gdzie jest przekazywany na jedną z częstotliwości roboczych transceivera. Po przejściu przez DFT, węzeł A3, sygnał jest wzmacniany przez wzmacniacz mocy transiwera umieszczony w węźle A2. Następnie przez filtr dolnoprzepustowy węzła A1 sygnał wchodzi do anteny. Węzeł A1 odpowiada za przełączanie elementów przełączających zakres w węzłach A3, A9 i blokach lokalnych oscylatorów. Węzeł A7 zawiera VOX, anti-VOX i klucze, które generują sygnały sterujące dla trybów odbioru (RX) i transmisji (TX) transceivera. Nowoczesny, wysokiej jakości transceiver zawiera syntezator częstotliwości jako lokalny oscylator. W tej chwili, dla odbiornika o dużym zakresie dynamiki i dużej czułości, niezwykle trudno jest w domu zbudować syntezator z niskimi szumami fazowymi. To szum fazowy wpływa na selektywność sąsiedniego kanału, a dla naszego transiwera wskaźnik ten powinien kształtować się na poziomie >-140 dB/Hz, co nie jest do końca realistyczne. Alternatywą jest zastosowanie konwencjonalnych heterodyn LC wraz z systemem utrzymania stabilności częstotliwości (FLL+DPKD), co ułatwia powtarzanie go w domu. Deklarowane parametry odbiornika nadawczo-odbiorczego uzyskano stosując konwencjonalne heterodyny LC, które charakteryzują się minimalnymi szumami fazowymi. Po nich koniecznie zastosowano filtry dolnoprzepustowe co najmniej piątego rzędu. W transiwerze znajdują się dwa takie lokalne oscylatory, węzły A12 i A13. Zastosowanie układu proporcjonalnej regulacji częstotliwości dla jednego z lokalnych oscylatorów, węzła A10, pozwoliło uzyskać stabilność lepszą niż 10 Hz/h. W węźle A8 znajduje się dzielnik częstotliwości dla lokalnego oscylatora A12 i wspólny dla obu generatorów filtr dolnoprzepustowy. Węzeł A11 - skala cyfrowa. Transceiver jest zasilany przez węzeł A14. Cyfrowa i analogowa część transceivera jest zasilana z oddzielnych źródeł i stabilizatorów. Na płytach transiwerów zastosowano także lokalne stabilizatory małej mocy. Wszystkie węzły nadawczo-odbiorcze zostaną opisane bardziej szczegółowo w odpowiednich rozdziałach. Węzeł A1. Filtry dolnoprzepustowe Obwód (rys. 3) składa się z pięciu filtrów dolnoprzepustowych piątego rzędu. Dla zakresów 5...7 MHz stosuje się eliptyczne filtry dolnoprzepustowe, gdyż mają one zwiększone nachylenie.
Węzeł A2. Wzmacniacz mocy nadajnika. Szerokopasmowy wzmacniacz mocy transceivera (rys. 4) jest dwustopniowy. Na wejściu wzmacniacza włącza się tłumik R2-R4 z tłumieniem -3 dB. Tryb pracy tranzystora VT2 ustawia się za pomocą rezystora przycinającego R12.
Aby zapobiec samowzbudzeniu tranzystora VT2, na jego końcówce drenażowej umieszczony jest pierścień ferrytowy. Przekaźniki K1 i KZ łączą wejście i wyjście wzmacniacza z torem sygnału w trybie transmisji. Przekaźniki K4 i K5 zawierają sekcje tłumika -10 dB (R19-R21) i -20 dB (R22-R24) w obwodzie sygnałowym w trybie odbioru. Tłumiki są oddzielone od PA przegrodą ekranującą. Elementy R17, VD3, R18, C16, C17 to obwody wskazujące moc wyjściową transceivera. Autor testował wzmacniacz z dwoma tranzystorami KP907A połączonymi równolegle, a także z dwoma tranzystorami KP901A. W obu przypadkach moc wyjściowa wynosiła około 40 W, przy prądzie stopnia wyjściowego około 1 A. Stosowanie KP901A nie jest pożądane, gdyż nie pozwala na uzyskanie jednolitej charakterystyki częstotliwościowej wzmacniacza. Nawet dobór tranzystorów i elementów korekcyjnych w pierwszym stopniu nie eliminuje spadku odpowiedzi częstotliwościowej powyżej 15 MHz. Trzy wzmacniacze wyprodukowane z rzędu na KP907A wykazały dobrą powtarzalność, a pasmo przenoszenia nie wymagało regulacji. Węzeł A3. Filtry wejściowe (DFT). Do pokrycia wszystkich zakresów zastosowano siedem filtrów o strukturze 3 [5]. Schemat filtra pokazano na ryc. XNUMX.
Do konstrukcji filtrów wejściowych należy podchodzić bardzo odpowiedzialnie, ponieważ tłumienie w paśmie, a co za tym idzie, stosunek sygnału do szumu będzie zależał od jakości ich wykonania i ustawień. Współczynnik jakości wszystkich cewek nie powinien być niższy niż 200, a najlepiej wyższy... Ze względów konstrukcyjnych główny tor radiowy transiwera jest podzielony na dwa węzły: A4-1 i A4-2. Węzeł A4-1 (rys. 6) zawiera pierwszy mikser, przedwzmacniacze IF, pierwszy główny filtr selekcyjny, wzmacniacz sygnału lokalnego oscylatora, wzmacniacz sygnału toru transmisyjnego i przełącznik sygnału. Całkowite wzmocnienie tej części toru radiowego nie przekracza 10 dB. Wszystkie stopnie węzła wykorzystują technologię 50 omów.
W trybie odbiorczym sygnał z DFT (patrz ryc. 5 w pierwszej części artykułu) jest wysyłany na pin 1 węzła A4 - 1. Na wejściu toru tłumiącego zakłócenia radiowe na częstotliwości pośredniej transceiver (8,862 MHz), włączony jest filtr wycinający L1C1, ZQ1 - ZQ3. Pierwszy mikser transceivera jest odwracalny, wspólny dla torów odbiorczych i transmisyjnych. Wykonany jest według obwodu zbalansowanego na transformatorach szerokopasmowych T1 - TZ i mikroukładzie DA1 typu KR590KN8A, pokazanym na ryc. 6 jako dwa tranzystory. Mikroukład KR590KN8A to szybki czterokanałowy przełącznik analogowy; cztery tranzystory polowe o tych samych charakterystykach na wspólnym podłożu. Tranzystory mikroukładu są włączone do obwodu miksera równolegle, po dwa w każdym ramieniu (na ryc. 6 numery pinów mikroukładu podano w nawiasach). To włączenie pozwoliło uzyskać niską rezystancję otwartego kanału drenu – źródła tranzystorów, mniejszą niż na przykład KP905, co znacznie zmniejszyło straty w mieszaczu w trybie pasywnym. Jak już wspomniano, mikser może pracować w dwóch trybach - pasywnym i aktywnym. Aktywny tryb miksera, ze wzmocnieniem +3...4 dB, włącza się poprzez podanie napięcia zasilania +15 V na pin 2 węzła A4 - 1. Sinusoidalny sygnał lokalnego oscylatora, wcześniej wzmocniony do poziomu 3...4 V przez wzmacniacz szerokopasmowy na tranzystorze VT2, jest dostarczany do bramek tranzystorów mieszacza przez transformator balunowy TZ. Napięcie sygnału lokalnego oscylatora podawane na wejście wzmacniacza, pin 4 węzła A4 - 1, nie powinno przekraczać 200 mV. Do wyjścia mieszacza podłączony jest obwód dopasowujący L2, C17, R17, L3, C16, tzw. zwrotnica. Do jego zadań należy poprawa zakresu dynamiki miksera, uwypuklenie sygnału częstotliwości pośredniej i maksymalne pozbycie się kolejnych stopni wzmacniacza z „bukietu” produktów konwersji. Wybrany sygnał IF poprzez diodę włączającą VD2 jest podawany do wysokoliniowych, niskoszumnych przedwzmacniaczy wykonanych na tranzystorach VT3, VT4 zgodnie z obwodem wzmacniacza z reaktywnym ujemnym sprzężeniem zwrotnym [1]. Wzmacniacze tego typu charakteryzują się dużą czułością i dużym zakresem dynamiki. Aby zwiększyć stabilność pracy, stopnie wzmacniacza są stabilizowane względem prądu bazowego. Ponadto, aby zapobiec wzbudzeniu na częstotliwościach mikrofalowych, na zaciskach kolektorów tranzystorów VT3, VT4, wskazanych na schemacie - FR, umieszcza się pierścienie ferrytowe.Aby osłabić współczynnik sprzężenia zwrotnego sygnału, wzmacniacze są odizolowane od siebie za pomocą tłumika rezystory R25 - R27 o wartości tłumienia 3 dB. Główny filtr selekcyjny ZQ4 jest podłączony do wyjścia wzmacniacza na tranzystorze VT8 poprzez transformator podwyższający T4. Obwód filtra pokazano na rys. 7.
Wykonany jest w oparciu o wielostopniowy obwód filtra drabinkowego z wykorzystaniem siedmiu rezonatorów kwarcowych ZQ1 - ZQ7. Prototyp „widziano” w obwodach starych odbiorników wojskowych typu R-154 („Amur”, „Molibden”), w których zastosowano stare, niskiej jakości kryształy o częstotliwości 128 kHz. Na nowoczesnych rezonatorach przeznaczonych do dekoderów telewizyjnych PAL/SECAM uzyskano filtry o następujących charakterystykach:
Rezonatory pokazane na schemacie linią przerywaną można zamontować w przypadku, gdy stromość zboczy filtra jest niewystarczająca. Za filtrem sygnał przez transformator obniżający napięcie T9 jest podawany do wzmacniacza szerokopasmowego na tranzystorze VT5. Tranzystor jest podłączony według wspólnego obwodu bramki, pracuje przy stosunkowo wysokim prądzie drenu, ma niski poziom szumów własnych i duży zakres dynamiki. Jego zadaniem jest kompensacja tłumienia w filtrze i transformatorach. Od zaczepu transformatora T10 przez kondensator C3O i pin 8 węzła odebrany sygnał jest dostarczany do głównego wzmacniacza, węzeł A4 - 2. W trybie transmisji sygnał CW lub SSB generowany w węźle A4 - 2 jest doprowadzany do pinu 3 węzła A4 - 1, wejścia szerokopasmowego wzmacniacza toru transmisji, wykonanego na tranzystorze VT1. Z wyjścia wzmacniacza sygnał przez kondensator C5 i przełącznik na diodzie VD1 jest podawany do miksera T1 - TZ DA1, gdzie jest przekazywany na jedną z częstotliwości roboczych transiwera. Przez pin 1 węzła A4 do węzła A1 (DFT) dostarczany jest 3 sygnał. Przejściem sygnału w kierunkach odpowiadających trybowi odbioru i transmisji steruje się przełącznikiem wykorzystującym diody pinowe VD1VD2 typu KA507A. Diody zostają odblokowane po przyłożeniu napięcia sterującego do pinu 6 (RX) lub pinu 7 (TX) z węzła A9 transiwera. Wybór tych diod nie jest przypadkowy. W stanie otwartym ich rezystancja wynosi 0,1...0,4 oma i mogą przenosić moc do 500 W. Te same obwody dostarczają napięcie do stopni wzmacniacza urządzenia, pracując w odpowiednich trybach. Obwód głównego wzmacniacza IF, węzeł A4 - 2 pokazano na ryc. 8. Rezystancja wyjściowa węzła A4 - 1 i rezystancja wejściowa węzła A4 - 2 wynoszą około 50 omów, co pozwala na ich połączenie za pomocą koncentrycznego kabla RF. Stopień wejściowy na tranzystorach VT1, VTV, podłączony zgodnie ze wspólnym obwodem bramki, ma niskie wzmocnienie, niski poziom szumów i duży zakres dynamiki. Kaskada jest ładowana do obwodu rezonansowego L1C3, dostrojonego do częstotliwości IF.
Główne wzmocnienie IF odbywa się za pomocą czterostopniowego wzmacniacza wykorzystującego dwubramkowe tranzystory polowe VT2 - VT4, VT10. Napięcie na pierwszych bramkach tranzystorów jest stabilizowane na poziomie +3 V za pomocą diody Zenera VD1. Drugie bramki tranzystorów zapewniają ręczną lub automatyczną (AGC) regulację wzmocnienia, a także automatyczną blokadę wzmacniacza podczas transmisji. Aby to zrobić, poprzez pin 2 węzła do bramek tranzystorów dostarczane jest napięcie sterujące od 0 do +8 V z węzła A5. Wzmocnienie ścieżki IF węzła A4 - 2 nie przekracza 60 dB. Kaskady na tranzystorach VT2, VT3, VT10 mają K po około 16 dB każda, kaskada na VT4 - około 6 dB. Wybór takiego rozkładu wzmocnienia jest ważny, a tryb tych stopni dobierany jest w oparciu o wiele wymagań, z których najważniejsze to bardzo liniowa charakterystyka sterowania AGC drugiej bramki oraz tryb miękkiego szumu wzmacniacza. Z tych samych względów, chcąc zachować liniowość, autor zastosował we wzmacniaczu tranzystory KP350 zamiast „egzotycznego” BF981, które mają krótką charakterystykę sterowania dla drugiej bramki, choć mają lepsze parametry szumowe. Pomiędzy trzecim (VT4) a czwartym (VT10) stopniem wzmacniacza znajdują się filtry ZQ1 (SSB) i ZQ2 (CW). Odbierając sygnał, działają jako drugi FOS, a podczas nadawania działają jako główne, tworząc sygnał. Załączanie filtrów odbywa się za pomocą styków przekaźnika K1 i K2. Schemat i parametry filtra ZQ1 są identyczne jak filtra ZQ4 w węźle A4 - 1. Wąskopasmowy filtr kwarcowy do pracy telegraficznej ZQ2 wykonany jest według schematu pokazanego na rys. 9 i ma następujące cechy:
Rezystancja wyjściowa kaskady na tranzystorze VT4 i rezystancja wejściowa na VT5, VT10 wynoszą około 5 kOhm. Niskie rezystancje wejściowe i wyjściowe filtrów ZQ1, ZQ2 dopasowywane są do tych kaskad za pomocą jednostek reaktywnych (obwodów P) L8 - L11, C23 - C30. Ta opcja dopasowania umożliwiła znaczne zmniejszenie tłumienia w filtrach. Z obciążenia ostatniego stopnia wzmacniacza, obwód L4L5, sygnał dochodzi do kluczowego detektora, tranzystora VT12. Sygnał częstotliwości odniesienia jest dostarczany do bramki tranzystora poprzez pin 8 z węzła A6. Sygnał niskiej częstotliwości izolowany w detektorze przez filtr dolnoprzepustowy C57L15C58 dociera do pierwszego stopnia ULF, wykonanego na tranzystorach VT13, VT14, a następnie przez kondensator C61 do wyjścia węzła, pin 7. Na szczególną uwagę zasługuje zostać zapłacona na tym etapie. Ponieważ cała konwersja i przetwarzanie sygnału w węźle A4 odbywa się na niskich poziomach (od 0,1 do 300 μV), wzmacniacz LF transiwera ma bardzo wysoką czułość i duże wzmocnienie, około + 74 dB. I tu z kolei pojawiają się problemy z zakłóceniami. Kaskada na tranzystorach VT13, VT14 nazywana jest kompozytowym komplementarnym wtórnikiem emitera Siklai. Ma niezwykłe cechy w naszym przypadku. Jego współczynnik transmisji jest bliski jedności w całym zakresie niskich częstotliwości, impedancja wejściowa wynosi około 1 MOhm, ale impedancja wyjściowa wynosi tylko 1,5 oma, czyli nie obciąża idącego za nią stopnia wzmacniacza. Niesamowity! Okazuje się, że sygnał bezpiecznie trafia do głównego ULF i jakie mogą wystąpić zakłócenia, jeśli źródło sygnału ma Rout = 1,5 oma, czyli innymi słowy wejście ULF jest zwarte! W trybie transmisji sygnał DSB lub CW pochodzący z węzła A6 jest dostarczany (przez pin 10) do stopnia przełączanego na tranzystorze VT8. Działaniem kaskady steruje przełącznik na tranzystorze VT9. Następnie sygnał przechodzi przez jeden z filtrów: albo ZQ1 z separacją sygnału SSB, albo telegraf wąskopasmowy ZQ2. Rezonansowy wzmacniacz kaskodowy na tranzystorach VT5, VT6, umieszczony za filtrami, ma niską pojemność wejściową, dobrą izolację wejścia/wyjścia i Ku około 16 dB. Na tranzystorze VT7 znajduje się klucz sterujący pracą kaskady podczas transmisji. Sygnał do miksera płytki A4 - 1 pochodzi z cewki sprzęgającej L7 wzmacniacza cascode. Podczas transmisji wykorzystywany jest jeden z filtrów tylko węzła A4 - 2. Próba transmisji z filtrami dwóch węzłów połączonych szeregowo nie znalazła odzwierciedlenia w konstrukcji transiwera ze względu na trudność odczytania sygnału przez korespondentów. Kaskada na tranzystorze VT11 przeznaczona jest do samoodsłuchiwania sygnału podczas transmisji. Poziom sygnału podsłuchowego jest regulowany poprzez przyłożenie napięcia sterującego do drugiej bramki tranzystora poprzez pin 9 węzła. Sygnał jest usuwany z cewki sprzęgającej L7 stopnia wyjściowego toru nadawczego węzła A4 2 poprzez kondensatory C40 i C53. Łańcuch VD2 - VD4, R20, C32, C3З, L12, a także dioda VD5 umożliwiają całkowite oddzielenie kaskad napięciowych od zasilania i wyeliminowanie szumów przełączania, szczególnie w kaskadach o indukcyjności większej niż 100 µH. Węzeł A5. Główny ULF i AGC Sygnał niskiej częstotliwości z wyjścia węzła A4-2 jest dostarczany na wejście węzła A5 na pinie 1 (ryc. 10).
Pierwszy stopień ULF wykonany jest na chipie DA1 (KR538UNZA), niskoszumowym wzmacniaczu zaprojektowanym specjalnie do pracy ze źródłami sygnału audio o niskiej impedancji. W zastosowanym standardowym wariancie podłączenia mikroukład zapewnia wzmocnienie sygnału do +47 dB. Podążająca za nim kaskada na tranzystorach VT1 i VT2 (znany już wtórnik emitera Siklai) nie ładuje go. Z wyjścia wzmacniacza sygnał podawany jest na filtr pasmowo-przepustowy niskiej częstotliwości L1-L5C11-C15, który wybiera pasmo częstotliwości od 250...300 Hz do 3500...4000 Hz z tłumieniem na krawędziach lepszym niż 30dB. Innymi słowy, okazuje się, że jest to coś podobnego do pola elektromagnetycznego, ale tylko pod względem LF. Taką charakterystykę filtra uzyskano jedynie przy dokładnym dopasowaniu jego rezystancji wejściowej i wyjściowej równej 204 Ohm i tolerancji elementów LC filtra mniejszej niż 5% [4]. Wejście filtra jest podłączone do kaskady tranzystorów VT1, VT2 poprzez połączony szeregowo rezystor R5 o wartości 200 omów, a jeśli weźmie się pod uwagę, że trasa wtórnika emitera wynosi 1,5 oma, dopasowanie jest prawie idealne! Na wyjściu filtra znajduje się również rezystor obciążający R6. Za filtrem, poprzez styki normalnie zwarte przekaźnika K1, sygnał (punkt A na ryc. 10) trafia na wejścia dwukanałowego przełącznika sygnałów niskiej częstotliwości - mikroukładu DA4. Tam, w trybie transmisji, z węzła A6 wysyłany jest sygnał samokontroli sygnału telegraficznego. Przełączenie przełącznika następuje w momencie podania sygnału sterującego na pin 4 z węzła A7 transiwera, tj. podczas przełączania z odbioru na nadawanie. Z wyjścia kanału 1 układu DA4 sygnał podawany jest na wejście wzmacniacza AGC (punkt B). Od wyjścia kanału 2 - do wejścia wzmacniacza mocy (punkt C), wykonanego według typowego obwodu przełączającego na mikroukładzie DA5.Na wejściu PA zainstalowana jest zdalna regulacja głośności, wykonana na transoptorze U1. Pomimo małego zakresu regulacji, opcja ta stanowi dobrą alternatywę dla klasycznego potencjometru z długimi przewodami przyłączeniowymi, który często jest źródłem zakłóceń i szumów tła. Aby zwiększyć wybór podczas odbierania sygnałów telegraficznych i cyfrowych, w węźle A5 zainstalowany jest aktywny filtr dolnoprzepustowy, wykonany na mikroukładach DA2 i DA3. Szerokość pasma filtra przy poziomach -6 dB i -20 dB wynosi odpowiednio 240 i 660 Hz. To wystarczy nawet do pracy w PSK, biorąc pod uwagę, że węzeł A4-2 ma również filtr kwarcowy o szerokości pasma 800 Hz. Filtr jest podłączony do obwodu ścieżki niskiej częstotliwości za pomocą styków przekaźnika K1 (K1.1 i K1.2) po przyłożeniu na pin 2 węzła napięcia +15 V. Zasadniczo w obwodzie można zamontować podwójne potencjometry. filtr aktywny w celu zmiany jego częstotliwości strojenia w małych granicach lub przy nieco skomplikowanym obwodzie dokonać odrzucenia, podobnie jak w przypadku filtra „Mot.sp” [1,2]. Wzmacniacz AGC wykonany jest z wykorzystaniem tranzystorów VT3-VT8. Sygnał wzmocniony kaskadami na VT3VT4, poprzez detektory podwojenia napięcia i element „AND” wykonany na diodach VD3-VD7, ładuje dwa obwody RC o różnych stałych czasowych - R18C36 i R19C35. Sygnał sterujący AGC jest generowany we wzmacniaczu prądu stałego w VT5VT6. Rezystor konstrukcyjny R7 na wejściu wzmacniacza służy do ustawienia poziomu odpowiedzi AGC. W transiwerze autora poziom ten wynosi około 2 µV. Rezystor konstrukcyjny R22 reguluje nachylenie charakterystyki sterującej układu AGC. Tranzystor VT5 nie powinien być używany przy dużym nachyleniu. Napięcie na rezystorze R21 u źródła tranzystora nie powinno przekraczać 1,2 V (odniesienie do sterowania). Napięcie sterujące AGC jest usuwane z kolektora tranzystora VT6, a miernik S jest podłączony do emitera tranzystora. Kaskady na tranzystorach VT7 i VT8 zapewniają niewielkie opóźnienie w celu ustalenia procesów przejściowych podczas przejścia od odbioru do transmisji i z powrotem. Praktyczne testy AGC wykazały następujące wyniki: gdy sygnał na wejściu transceivera zmienił się z 2 µV na 1 V, sygnał wyjściowy zmienił się o nie więcej niż 5 dB, a przy dokładniejszym dostrojeniu - o nie więcej niż 3 dB. Zakres regulacji AGC wynosił około 114 dB, co jest wystarczające dla dobrej ścieżki odbioru. Wskazane jest wprowadzenie rezystora o rezystancji 1 omów do obwodu bazowego tranzystora VT6 (ryc. 560), łącząc go między zaciskiem podstawy a przewodem wspólnym. To jeszcze bardziej uprości ustawienie prądu spoczynkowego tego tranzystora. Ścieżka nadawcza transceivera rozpoczyna się od węzła A6, który jest strukturalnie podzielony na dwie części - węzły A6-1 i A6-2. Aby zwiększyć efektywność transmisji sygnału w trybie SSB, w transiwerze zastosowano ogranicznik sygnału, tzw. procesor „mowy”, który pozwala zwiększyć średnią moc sygnału SSB 4...6 razy (6.. 8 dB). Podczas prowadzenia w warunkach DXQSO lub QRM (QRN) ograniczony sygnał ma wyższą jakość i dobrą zrozumiałość. Takim urządzeniem jest Node A6-1, podłączany pomiędzy mikrofonem a sterownikiem DSB transiwera. Schemat ideowy urządzenia pokazano na rys. 11.
Sygnał częstotliwości audio z mikrofonu jest dostarczany do styku 1 węzła. Następnie poprzez kondensator C2 i regulator poziomu (rezystor zmienny podłączony między pinami 2 i 3 węzła A6-1) sygnał jest podawany do wzmacniacza mikrofonowego wykonanego na chipie DA1. W radiotelefonie zastosowano mikrofon elektretowy, a jego moc zapewnia łańcuch R1 - R3C1. Filtr dolnoprzepustowy L1C4 tłumi zakłócenia o wysokiej częstotliwości z własnego nadajnika na wejście wzmacniacza mikrofonowego i tym samym zmniejsza ryzyko jego samowzbudzenia. Styki przekaźnika K1 przełączają obwody korekcji wzmacniacza w celu podniesienia pasma przenoszenia w zakresie 300...3000 Hz do +16 dB. Poziom sygnału wyjściowego niskiej częstotliwości wzmacniacza (150...200 mV) ustawia się za pomocą rezystora strojenia R9. Poprzez wtórnik emiterowy na tranzystorze VT1 sygnał doprowadzany jest do obwodu ogranicznika opracowanego przez B. Larionowa (UV9DZ) [5]. Tranzystor VT5 to pierwszy kluczowy mikser ogranicznika RF. Bramka VT5 odbiera sygnał o amplitudzie około 0,7 V z referencyjnego oscylatora kwarcowego wykonanego na tranzystorach VT3-VT4. Obwód L2C25 w obwodzie źródłowym VT5 jest ustawiony na częstotliwość 500 kHz. Sygnał jednostronny izolowany przez filtr elektromechaniczny ZB1 jest podawany do wzmacniacza-ogranicznika wykonanego z tranzystora polowego VT6 i diod VD3VD4. Stopień ograniczenia definiuje się jako stosunek napięcia RF na drenie tranzystora VT6 przy odłączonych diodach VD3VD4 do napięcia w tym samym punkcie po podłączeniu diod. Wartość ta wynosi 7...8 dB. Rezystor trymera R24 ustawia wzmocnienie kaskadowe na VT4, co utrzymuje optymalny poziom sygnału SSB przy minimalnych ograniczeniach. Jest to ważne przy porównywaniu sygnału nadawczego radia przy minimalnym i maksymalnym poziomie przesterowania. Aby stłumić zwiększoną liczbę harmonicznych i częstotliwości kombinowanych, sygnał przepuszcza się przez drugi element EMF ZB2, identyczny z pierwszym. Kaskada na tranzystorze polowym VT7 (Ku = 6... 10 dB) kompensuje tłumienie w filtrach, ale przy dobrych polach elektromagnetycznych może nie zostać zainstalowana. Ograniczony sygnał jednostronny jest podawany do drugiego kluczowego miksera-detektora na tranzystorze polowym VT8, którego bramka jest również zasilana sygnałem oscylatora odniesienia 500 kHz. Wykryty i przefiltrowany sygnał jest wzmacniany przez wzmacniacz operacyjny na chipie DA2 i poprzez wtórnik emitera na tranzystorze VT2 podawany do jednostki generacji A6-2. Poziom wyjściowy procesora mowy jest ustawiany za pomocą rezystora przycinającego R35. Przekaźniki K2 i KZ pozwalają na wyłączenie procesora mowy z toru nadawczego. Opcja ta może być wymagana przy prowadzeniu lokalnych QSO, gdyż poziom sygnału w punkcie odbiorczym jest często wysoki i ograniczenie może obniżyć jego zrozumiałość. Schemat węzła A6-2, sterownika napięcia sygnału DSB i CW, pokazano na rys.12. XNUMX.
Referencyjny oscylator kwarcowy górnego pasma wykonany jest na tranzystorach VT1VT2. Cewka indukcyjna L1, połączona szeregowo z rezonatorem kwarcowym ZQ1 (8862,7 kHz), pozwala na dokładne ustawienie generatora na częstotliwość odpowiadającą punktowi poziomu -20 dB na dolnym zboczu charakterystyki częstotliwościowej głównego filtra selekcyjnego. Z emitera tranzystora VT2 sygnał oscylatora odniesienia przez wzmacniacz buforowy na tranzystorze VT3 jest podawany do zbalansowanego modulatora wykonanego na varicaps VD2VD3 i transformatorze T1. Ponadto sygnał z emitera VT2 jest podawany przez pin 2 węzła do węzła A4-2 do detektora klucza. Modulator charakteryzuje się dużą liniowością i pozwala na tłumienie nośnej o co najmniej 56 dB (wielokrotnie sprawdzane przez autora).Modulator jest równoważony za pomocą rezystorów dostrajających R20 i R24. Przez wzmacniacz na tranzystorze VT8 (Ku = 6 dB) napięcie sygnału częstotliwości audio z węzła A6-1 jest dostarczane do punktu środkowego uzwojenia pierwotnego zbalansowanego transformatora modulatora. Kaskada działa tylko wtedy, gdy na piny 15 i 16 z przełącznika rodzaju pracy transiwera zostanie podane napięcie zasilania. W tym samym obwodzie zainstalowany jest przekaźnik K1, który swoimi stykami łączy wyjście modulatora zbalansowanego z torem transmisyjnym. Z rezystora strojenia R50 w obwodzie emitera VT8 sygnał AF jest dostarczany do obwodu VOX znajdującego się w węźle A7. Manipulowany kwarcowy oscylator sygnału CW jest wykonany na tranzystorze VT9. Częstotliwość rezonatora kwarcowego ZQ3 jest 8863,5 kHz) wyższa od częstotliwości rezonatora ZQ1 o 800 Hz, czyli mieści się w paśmie przezroczystości głównego filtra selekcyjnego transiwera. Generator CW sterowany jest poprzez obwód bazowy tranzystora VT9 poprzez rezystory R43, R44 za pomocą obwodu kluczowego znajdującego się w węźle A7, który generuje niezbędne parametry czasowe dla narastania i opadania sygnału telegraficznego, równe odpowiednio 5 i 7 ms . W zależności od rodzaju pracy SSB lub CW, sygnał jest dostarczany do bazy tranzystora VT4 poprzez styki przekaźnika K1 albo z modulatora zbalansowanego, albo z lokalnego oscylatora telegraficznego. Regulowany wzmacniacz sygnału DSB i CW nadajnika jest montowany na tranzystorze VT3. Wzmocnienie kaskady reguluje się poprzez zmianę napięcia na drugiej bramce tranzystora z ręcznego regulatora mocy sygnału (przez pin 5 węzła A6-2) i z obwodu sterującego ALC wykonanego na tranzystorze VT10. Obciążeniem kaskady jest obwód L4L5C26 dostrojony do częstotliwości IF. Sygnał wyjściowy o poziomie około 5 V jest usuwany z cewki sprzęgającej L1, która doprowadzana jest do przedwzmacniacza IF i głównego filtra selekcyjnego w bloku A4-2. Oscylator odniesienia na tranzystorach VT6VT7 służy do słuchania pasma zwrotnego. Częstotliwość rezonatora kwarcowego ZQ2 (8865,8 kHz), odpowiadająca punktowi -20 dB na górnym zboczu odpowiedzi częstotliwościowej FOS, jest precyzyjnie regulowana przez kondensator C45. Układ DA1 zawiera generator tonu RC do samokontroli sygnału podczas pracy telegrafu i do strojenia transceivera w trybie SSB (rodzaj operacji - „TUNE”). Sygnał tego generatora o częstotliwości 800 Hz i poziomie około 50 mV jest podawany przez pin 11 węzła do ULF transceivera, węzła A5. Poziom sygnału można zmniejszyć lub zwiększyć wybierając rezystor R60. Podczas pracy z telegrafem generator tonów jest włączany poprzez wysyłanie dodatnich sygnałów przez obwód „TX/KEY” synchronicznie z generatorem na VT9. Przy konfiguracji nadajnika w trybie SSB („TUNE”) sygnał generatora tonu podawany jest poprzez zewnętrzny dzielnik i obwód przełączający na wejście mikrofonowe węzła A6-1. Węzeł A7 steruje przełączaniem transiwera w tryb nadawania za pomocą urządzenia sterującego głosem VOX lub po naciśnięciu klawisza telegrafu lub pedału. Schemat węzłów pokazano na ryc. 13.
W trybie odbioru napięcie zasilania +15 V, stale dostarczane do pinu 11 węzła, występuje tylko na wyjściu sterowanego przełącznika na tranzystorach VT13 i VT14, pin 13 (RX). Wejście układu VOX (pin 1 węzła A7) jest podłączone do wyjścia wzmacniacza mikrofonowego transiwera (pin 7 węzła A6-1). Praca z VOX jest możliwa po przyłożeniu do styku 3 węzła A7 poprzez odpowiedni przełącznik napięcia zasilania +15 V. Wzmocniony kaskadą na tranzystorze VT1, sygnał AF jest podawany do wzmacniacza ograniczającego wykonanego na tranzystorze VT2. Napięcie ograniczające sygnał, czyli inaczej próg zadziałania układu VOX, ustalany jest za pomocą regulowanego rezystora R4. Ograniczony sygnał jest wykrywany przez diody VD1, VD2 i przy poziomie większym niż dwa wolty jest dostarczany do łańcucha rozrządu C7R9. Rezystor trymera R9 ustawia czas opóźnienia reakcji systemu sterowania głosowego w zakresie 0,2...2 s. Następnie sygnał ten wyzwala pojedynczy wibrator wykonany na tranzystorach VT5, VT6 i poprzez stopnie odwracające na tranzystorach VT7, VT8 kluczowy stopień na VT13 i VT14 zamyka się, a stopień na tranzystorach VT11, VT12 otwiera się i napięcie +12 V pojawia się na pinie 15 węzła (TX). Napięcie z tego wyjścia dostarczane jest do obwodów nadajnika-odbiornika pracującego w trybie nadawania. W przypadku braku sygnału ze wzmacniacza mikrofonowego po czasie określonym przez tor RC C7R9 te kluczowe stopnie przełączają się w stan „odwrócony”, na pinie 13 pojawia się napięcie +15 V (RX), a na pinie 12 napięcie XNUMX staje się zerem. Aby zapobiec włączeniu trybu transmisji przez dźwięki dochodzące do mikrofonu z głośnika transceivera, tranzystory VT3, VT4 są wyposażone w urządzenie „anty-VOX”, które blokuje działanie VOX przez cały czas obecności sygnału korespondenta. Wejście „anty-VOX” (pin 2 węzła A7) jest podłączone do wyjścia ULF. Sygnał z ULF jest wzmacniany przez tranzystor VT3, prostowany przez diody VD3, VD4 i ładuje kondensator C14. Kluczowy stopień tranzystora VT4 omija główny obwód czasowy układu VOX - C7R9. Rezystor trymera R10 ustawia próg odpowiedzi układu „anty-VOX”. Kaskady wykonane na tranzystorach VT9 i VT10 kontrolują przełączanie transceivera na transmisję odpowiednio z klucza telegraficznego (KEY) lub z pedału (PTT). Obwód sterujący w trybie CW pozwala na pracę w trybie „half duplex”. Po naciśnięciu klawisza telegrafu (pin 8) na kolektorze tranzystora VT9 (pin 6, obwód TX/KEY) pojawia się stałe napięcie, które poprzez łańcuch R32C19VD5 wyzwala jednorazowo na VT5, VT6, a następnie przełącza kluczowych etapów w łańcuchu. Czas przerwy w trybie CW jest określony przez wartość rezystora strojenia R18, połączonego równolegle z rezystorem R9 i może wynosić 0,1...0,6 s, co zapewnia słyszalność sygnału korespondenta podczas tych przerw. Ten tryb jest wygodny podczas pracy w testach. Aby pracować bez przerw w trybie CW wystarczy wcisnąć pedał na czas transmisji. Gdy system VOX jest wyłączony, przełączenie na skrzynię biegów w trybie SSB odbywa się również za pomocą pedału. Sygnał sterujący z pedału (PTT) z wyjścia przełącznika na tranzystorze VT10 podawany jest przez obwód R36C22VD6 na wejście monowibratora. W trybie strojenia transiwera (TUNE) na pin 5 węzła A7 przykładane jest napięcie +15 V, które jest również dostarczane na wejście monostabilnego przez obwód R40C25VD7, zapewniając, że transiwer przejdzie w tryb transmisji. Kluczowy stopień na tranzystorach VT15 i VT16 służy do sterowania przekaźnikiem anteny zwarciowej w węźle A2. Węzeł przełączania zasięgu transceivera A9 jest wykonany zgodnie ze schematem pokazanym na ryc. 14. Kiedy transiwer jest włączony, pasmo 1,8 MHz zostaje automatycznie włączone.
Na chipie DD1 montowany jest generator o częstotliwości taktowania około 1 Hz, którego sygnał jest wysyłany na wejście impulsów zegarowych licznika w dół, chipa DD2. Kierunek zliczania sekwencyjnego sterowany jest za pomocą zewnętrznych obwodów przełączających (przyciski W DÓŁ i W GÓRĘ), które są podłączone do pinów 2 i 3 węzła A9. Wyjściowy binarny kod dziesiętny licznika DD2 jest konwertowany na kod dziesiętny za pomocą dekodera - chipa DD3. Klawisze sterujące na tranzystorach VT3 - VT1 są podłączone do wyjść mikroukładu DD18, przez który napięcie zasilania dostarczane jest do węzłów A1, A3, A8, A10 i A11 do przekaźnika przełączającego zakres. Lokalny oscylator nadawczo-odbiorczy wykonany jest w oparciu o przemysłowy generator VHF (węzeł A12) i dzielnik częstotliwości o zmiennym współczynniku podziału (węzeł A8-1). Przed wprowadzeniem do miksera nadawczo-odbiorczego sygnał jest wstępnie filtrowany w węźle A8-2. Aby zapewnić wysoką stabilność częstotliwości lokalnego oscylatora podczas pracy w cyfrowych trybach komunikacji, transceiver wykorzystuje system stabilizacji częstotliwości FLL (pętla blokowana częstotliwości), węzeł A10. Węzeł A12 to generator gładkiego zasięgu ze stacji radiowej HF-VHF R-107M. Jego schemat połączeń pokazano na ryc. 15. Zakres częstotliwości pracy generatora wynosi 30,15...63,7 MHz. Generator jest jednostką szczelną, nie zaleca się jego otwierania i dokonywania jakichkolwiek zmian w jego obwodzie, aby nie zakłócić jego charakterystyki czasowo-częstotliwościowej.
Dryft częstotliwości GPA zainstalowanego przez autora w radiotelefonie, przy zastosowaniu termostatowania pasywnego, po 50-minutowym rozgrzewaniu na żadnej częstotliwości nie przekraczał 15 Hz. Schemat węzła A8-1, dzielnika o zmiennym współczynniku podziału, pokazano na ryc. 16. Sygnał z generatora P107M doprowadzany jest na wejście kształtownika, wykonanego na tranzystorach VT1, VT2 i mikroukładzie DD1. Pierwszy element układu D1.1 pracuje w trybie liniowym jako wzmacniacz.
Z kształtownika sygnał trafia do mikroukładów DD2 i DD3 - trzybitowego binarnego dzielnika częstotliwości. W zależności od włączonego zasięgu transceivera, o wyborze współczynnika podziału dzielnika (2-4-8) decyduje przełącznik przekaźnikowy K1-KZ i przełącznik logiczny na chipie DD4. Widmo częstotliwości oscylatora lokalnego uzyskane na wyjściu DPKD przy Ff równej 8,862 MHz, w zależności od zakresu pracy, podano w tabeli. 1.
Układ DD5 zawiera stopnie sumatora i bufora. Z wyjścia pierwszego elementu DD5 sygnał podawany jest na wejście układu stabilizacji częstotliwości FLL (przez pin 11 węzła A8-1), z wyjścia drugiego - na wejście skali cyfrowej (pin 12 węzła). Sygnał lokalnego oscylatora dla pierwszego miksera transiwera powinien być możliwie czysty i monochromatyczny. W tym celu sygnał prostokątny za elementem DD5 3 jest przekształcany na sygnał sinusoidalny za pomocą mikroukładu DD6 i transformatora T1, który działa jako obwód formujący. Wzmacniacz szerokopasmowy oparty na tranzystorze VT3 ma wzmocnienie około +14 dB i jednolitą charakterystykę częstotliwościową do częstotliwości 40 MHz. Częstotliwość odcięcia filtra dolnoprzepustowego L1C14C15C16L2 wynosi 25 MHz. Przy częstotliwościach 19...20 MHz wyjście węzła A8-1 powinno być czystą sinusoidą o amplitudzie 200...250 mV przy obciążeniu 50 omów. W zakresach, w których częstotliwość jest niższa, zaobserwowane zostanie zniekształcenie fali sinusoidalnej i wzrost jej amplitudy. Schemat urządzenia do stabilizacji częstotliwości FLL (węzeł A10) pokazano na ryc. 17.
Sygnał GPA doprowadzany jest do linii liczników binarnych mikroukładów DD1 i DD2 o zmiennych współczynnikach podziału (M). Wymagany współczynnik podziału DD1 wybierany jest za pomocą przekaźników K1-K4. Współczynniki podziału licznika DD2 są stałe: 1024 i 4096. Mikser cyfrowy wykonany jest na chipie DD3. Sygnał częstotliwości odniesienia z oscylatora kwarcowego DD3 o częstotliwości 4 MHz jest dostarczany na wejście D układu DD50. Częstotliwość zegara podawana jest na wejście C układu DD3, tj. częstotliwość GPA podzielona przez liczbę M za pomocą DD1 i DD2 Impulsy korekcyjne, które są usuwane z wyjścia Q12 układu DD2, są wysyłane do przełącznika tranzystorowego VT2. Częstotliwość ta różni się o dwa rzędy binarne i jest pobierana z tego samego DD2 z wyjścia Q10. Klucze VT1 i VT2 sterują pracą integratora wykonanego na chipie DA1.Z wyjścia integratora napięcie sterujące podawane jest na varicap GPA. Schemat zapożyczony z [6], ale różni się od oryginału pewnymi modyfikacjami. W szczególności na wyjściu pierwszego licznika binarnego mikroukładu DD1 zainstalowany jest przełącznik przekaźnikowy do wyboru współczynnika podziału w zależności od zakresu pracy transceivera. Mikser cyfrowy DD3 wykorzystuje szybki mikroukład 74AC74, a kluczowe tranzystory VT1 i VT2 zastąpiono tranzystorami o wyższej częstotliwości. W urządzeniu znajduje się także dodatkowy wzmacniacz operacyjny DA2. Na połowie wzmacniacza operacyjnego DA2.1 znajduje się sumator, którego zadaniem jest zmniejszenie zakresu napięcia sterującego na wyjściu integratora DA1 w stosunku do napięcia odniesienia +7,5 V. Jeśli na wyjściu mikroukład DA1, w miejscu podłączenia rezystorów R7 i R15, napięcie sterujące może zmieniać się w granicach 0 +11 V, wówczas na wyjściu DA2 napięcie to będzie już wynosić +5,5...9,5 V. Odbywa się to po to, aby nie otworzyć hermetycznie zamknięty GPA z R-107M i nie wybierać kondensatora C9 o wartości nominalnej 270 pF, połączonego szeregowo z varicapem VD1. Dolna granica napięcia sterującego nie powinna być mniejsza niż poziom +5,5 V, ponieważ varicap w R-107M GPA jest już zasilany (wewnętrznie) napięciem polaryzacji o tej samej wartości (patrz ryc. 15). Stosunek wartości rezystorów R14 i R15 określa granice zmian napięcia wyjściowego i można go wybrać dla konkretnego egzemplarza generatora z R-107M. Falownik wykonany na DA2.1 pozwala zachować polaryzację napięcia sterującego względem wyjścia DA1. Jako źródło częstotliwości odniesienia DD4 wykorzystano zintegrowany oscylator kwarcowy SXO-43V o częstotliwości 50 MHz ze starego komputera o poziomie wyjściowym TTL. Piny 14 i 15 węzła A10 są połączone ze sobą za pomocą zewnętrznego przełącznika (na przykład przełącznika przyciskowego) umieszczonego na przednim panelu transiwera obok pokrętła strojenia. Kiedy przełącznik jest zamknięty, radiotelefon jest ponownie dostrojony, a kiedy jest otwarty, rejestrowana jest częstotliwość. Przy wskazanych na schemacie wartościach rezystorów R5 i R12 czas pełnego cyklu integratora DA1 (od minimalnego do maksymalnego poziomu napięcia wyjściowego) wynosi 50...60 s. Odpowiada to generatorowi z dryftem niskiej częstotliwości (przekroczeniem). Jeśli czas dryfu GPA jest większy niż 600 Hz/min (istnieją również takie próbki, najwyraźniej z uszkodzoną uszczelką lub poddane obciążeniom udarowym), wartości znamionowe R5 i R12 należy zmniejszyć do 1 MOhm, tj. Radykalnie skróć czas cyklu integratora do zaledwie kilku sekund. Przy pracy SSB i CW praktycznie nie można stosować układu stabilizacji FLL, a należy go włączać tylko dla komunikacji cyfrowej. Dokładność utrzymania przechwyconej częstotliwości podczas pracy systemu P1_1_jest lepsza niż ±10 Hz przez kilka godzin. Węzeł A8-2 (ryc. 18) zawiera filtry dolnoprzepustowe piątego rzędu, które służą poprawie czystości widmowej sygnału lokalnego oscylatora transiwera. Częstotliwości odcięcia filtra: L5C1-C1L3 - 2 MHz; L6C3-C4L6 – 4 MHz; L11,3C5-C7L9 – 6 MHz; L13,5C7-С10L12 - 8 MHz. Filtr dolnoprzepustowy zakresu 17 i 10 MHz znajduje się na płytce DPKD, a w węźle A28-8 podłączony jest pasujący tłumik. Na wyjściu węzła A2-8 amplituda i kształt sygnału (sinusoida) odpowiadają normie na wszystkich częstotliwościach roboczych lokalnego oscylatora.
Przekaźnik K1 i K2 - lokalny przełącznik oscylatora (główny lub pomocniczy). Skala cyfrowa transceivera, węzeł A11 (ryc. 19), nie ma żadnych specjalnych cech, a jego obwód i konstrukcja mogą różnić się od proponowanej.
Drugi GPA transiwera, węzeł A13, wykonany jest zgodnie ze schematem pokazanym na ryc. 20. Podobną opcję zastosowano kiedyś w poprzednich opracowaniach autora, na przykład w radiotelefonie „Largo-91”. I to właśnie za pomocą tego GPA zmierzono główne parametry transceivera. Zainstalowanie drugiego VFO w transiwerze nie jest konieczne, ale można je wykonać alternatywnie w przypadku braku generatora w R-107M (nie wystarczy dla wszystkich!).
GPA składa się z sześciu generatorów o identycznej konstrukcji obwodu, ale różniących się od siebie parametrami obwodów zadawania częstotliwości i brakiem rezystora w obwodzie emitera buforowych tranzystorów kaskadowych. Rezystor R11 jest wspólny dla wszystkich sześciu generatorów. Generatory są dostrajane przez sześciosekcyjny kondensator zmienny. Na ryc. Rysunek 20 przedstawia schemat jednego z sześciu generatorów. Wartości rezystorów i kondensatorów dla każdego generatora podano w tabeli. 2.
Przełączanie generatorów odbywa się poprzez przyłożenie napięcia zasilania +5,6 V do pinów 2-7 węzła A13. Wyjście generatora należy podłączyć do węzła A8-2 poprzez filtr dolnoprzepustowy, podobny do L1C14C15C16L2 na płytce DPKD. Skala cyfrowa jak na ryc. 19. Układ FLL nadaje się również dla drugiego GPA, należy jednak wyłączyć z obwodu układ DA2, a sygnał sterujący dla waricapów odstrajających GPA należy usunąć z miejsca połączenia rezystora R7 z kondensatorem C12. literatura
Autor: Kir Pinelis (YL2PU), Daugavpils, Łotwa. Pamięć YL2HS
Pułapka powietrzna na owady
01.05.2024 Zagrożenie śmieciami kosmicznymi dla ziemskiego pola magnetycznego
01.05.2024 Zestalanie substancji sypkich
30.04.2024
▪ Wszystkie przełączniki optyczne ▪ Nowa Zelandia uderzyła w 66 XNUMX uderzeń pioruna ▪ Bardzo jasne, wysokowydajne białe diody LED Toshiba ▪ Czujnik obrazu Samsung ISOCELL GN2
▪ sekcja witryny Notatki z wykładów, ściągawki. Wybór artykułu ▪ artykuł Do przejścia. Popularne wyrażenie ▪ artykuł Jaki wpływ na organizm kobiety w ciąży ma seks oralny? Szczegółowa odpowiedź ▪ Artykuł Alanta. Legendy, uprawa, metody aplikacji ▪ artykuł Prawidłowa ilość. Sekret ostrości
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony