Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Cywilna łączność radiowa

 Komentarze do artykułu

Nazwisko Władimira Rubcowa (UN7BV) – inżyniera, artysty, byłego pilota, dowódcy załogi – jest dobrze znane czytelnikom KV Zhurnal, gdzie zaczął publikować w 1993 roku. Władimir cały swój wolny czas poświęca projektowaniu amatorskiego sprzętu łączności i pracy nad powietrze. Jest autorem kilkunastu publikacji w czasopismach, książki „Amatorski sprzęt nadawczo-odbiorczy UN7BV”. Dziś prezentujemy jedno z jego najnowszych osiągnięć - transceiver „CONTEST”.

Radioamatorzy zajmujący się projektowaniem radiotelefonów amatorskich przy wyborze schematu budowy urządzenia, w szczególności jego częstotliwości pośredniej, wraz z tradycyjnymi czynnikami determinującymi ten wybór, również okazali się niezupełnie zwyczajni. Należą do nich koszt komponentów radiowych, rozpowszechnienie niektórych z nich w krajach WNP i możliwość ich zakupu, czy ogólnie możliwość (biorąc pod uwagę cenę) zakupu dobrego, importowanego urządzenia i tym samym rozwiązania wskazanych problemów problem.

W radiotelefonie „KONKURS” zaprezentowanym czytelnikom, zastosowano IF o częstotliwości 10,7 MHz. Jego zastosowanie w urządzeniu przeznaczonym do pracy na wszystkich pasmach amatorskich, w tym WARC, nie jest optymalne (w porównaniu np. z IF 5,5 MHz) ze względu na obecność dotkniętych punktów w pasmach 14 i 21 MHz oraz złożoność konstrukcji VFO. Jednak powszechność filtrów kwarcowych o częstotliwości 10,7 MHz w krajach WNP i ich niska cena były poważnym argumentem za dokonanym wyborem. Powyższe „minusy” przy zastosowaniu takiego IF zostały wyeliminowane w radiotelefonie poprzez zastosowanie odpowiednich rozwiązań układowych, a mianowicie: dobranie częstotliwości GPA powyżej IF w powyższych zakresach, a następnie „odwrócenie” pasma bocznego w torze IF.

Główne parametry techniczne transceivera:

• zakresy - 1,8; 3,5; 7, 10, 14, 18, 21, 24, 28, 28,5; 29 MHz;
• częstotliwość pośrednia - 10,7 MHz;
• czułość przy stosunku sygnału do szumu 3:1 nie jest gorsza niż 0,5 μV;
• Selektywność kanału sąsiedniego z odstrojeniem o +20 i -20 kHz - nie mniej niż 70 dB;
• zakres dynamiki dla „zatykania” - 105 dB;
• pasmo w trybach SSB i CW - odpowiednio 2,4 i 0,8 kHz;
• Zakres regulacji AGC (przy zmianie napięcia wyjściowego o nie więcej niż 6 dB) - co najmniej 100 dB;
• znamionowa moc wyjściowa wzmacniacza AF - 2 W;
• Niestabilność częstotliwości GPA w zakresie temperatur 0...+30°C - nie więcej niż 10 Hz/°C;
• moc wyjściowa toru nadawczego we wszystkich zakresach - 10 W;
• limity kontrolne prędkości transmisji klucza elektronicznego w trybie CW - 40...270 znaków na minutę;
• czas utrzymywania w trybie nadawania przy użyciu VOX - 0,2 s;
• zasilanie - z sieci prądu przemiennego o napięciu 220 V, ze źródła prądu stałego o napięciu 20...30 V (12 V tylko dla pracy w trybie odbioru);
• wymiary - 292 (237 (100 mm;
• waga - 6 kg.

Schemat blokowy transceivera w połączeniu ze schematem połączeń węzłów pokazano na ryc. 1, schematyczne diagramy węzłów - na ryc. 2-17. Urządzenie jest superheterodyną z jedną stałą częstotliwością pośrednią i odwrotnymi ścieżkami wzmocnienia. Napięcia robocze +12 V (RX) i +12 V (TX) pobierane są odpowiednio z katod diod VD68 i VD69 (rys. 1). Przekaźniki K11, K12, K16 i K17 służą do przełączania transceivera z trybu odbioru do trybu nadawania i odwrotnie. Żarówka HL2 z filtrem koloru niebieskiego przeznaczona jest do sygnalizowania włączenia transiwera i oświetlania skali Smeter PA1, lampa HL1 z filtrem koloru czerwonego sygnalizuje, że urządzenie znajduje się w trybie nadawania.

(kliknij, aby powiększyć)

Przekaźniki K13, K14 i przełącznik SB2 („UP”) zapewniają przełączanie filtra kwarcowego w tryb wąskopasmowy, przełącznik przyciskowy SB4 („CW”) przełącza radiotelefon w tryb telegraficzny, a SB5 („VOX”) - w sterowanie głosowe telefoniczne tryb.

Przycisk SB6 („RX”) używany jest w trybie odbioru. Jeżeli nie jest on wciśnięty (tj. znajduje się w pozycji pokazanej na rys. 1), wówczas możliwa jest transmisja SSB za pomocą funkcji push-to-talk SA6 (służy do wprowadzenia transiwera w tryb nadawania we wszystkich modach jeśli SB6 nie zostanie naciśnięty). Po naciśnięciu przycisku radiotelefon znajduje się również w trybie odbioru, nie można nadawać za pomocą PTT w trybie SSB, można jednak pracować z telegrafem za pośrednictwem systemu VOX za pomocą generatora tonu elektronicznego klucza telegraficznego.

Przycisk SB7 „Dostosuj”. („Setup”) transceiver przechodzi w tryb konfiguracji. Jednocześnie przełącza się w tryb TX (bez naciskania PTT), jednocześnie włączając lokalny oscylator telegraficzny w trybie stałego promieniowania. Ze sterownika głośnika BA1 słychać ton o częstotliwości około 1 kHz. Przycisk SB8 służy do przejścia radiotelefonu w tryb nadawania bez użycia przycisku PTT, przy czym możliwa jest praca zarówno w trybie CW jak i SSB.

Tryb rozstrojenia włącza się przyciskiem SB1, częstotliwość zmienia się za pomocą rezystora zmiennego R203. Styki przekaźnika K17.1 służą do sterowania dodatkowym wzmacniaczem mocy, K17.2 - do generowania napięć roboczych +12 V (RX) i +12 V (TX), styki przekaźnika K15.2 i K15.3 - do sterowania odwrotne JEŚLI. Przełącznik SB9 służy do wyłączania układu AGC. Rezystor zmienny R204 reguluje poziom samonasłuchu generatora tonu w trybie CW, rezystor R201 - wzmocnienie dla transmisji.

W trybie odbioru sygnał RF z gniazda anteny XW1 (rys. 1) przez miernik SWR (rys. 2, zaciski 40, 41) wchodzi do pętli P L16 (rys. 3, zacisk 52), a następnie przez zacisk 6, styki przekaźnika K11.1, kondensator C55 i sekcja SA1.3 przełącznika zakresu (ryc. 4) - do obwodu L8C63, a następnie wzmocniony dwukierunkową (odwrotną) kaskadą na tranzystorach VT7, VT8.

(kliknij, aby powiększyć)

W rozpatrywanym trybie sygnał RF przechodzi w kierunku od L8 do C67 przez tranzystor VT8, w trybie transmisji - od C67 do L8 przez tranzystor VT7. Przejście kaskady z trybu RX do trybu TX odbywa się poprzez podanie napięcia +12 V na piny 10 (RX) i 9 (TX). W tym przypadku tranzystor VT8 jest podłączony zgodnie z obwodem ze wspólnym źródłem, a VT7 - ze wspólną bazą. W efekcie rezystancje wejściowe/wyjściowe stopni w obu trybach są wysokie po stronie układu L8C63 i niskie po stronie kondensatora C67 i znajdującego się za nim diodowego mieszacza zbalansowanego, co korzystnie wpływa na dopasowanie sygnału wejściowego/ rezystancje wyjściowe sąsiednich stopni.

Połączenie emitera tranzystora VT7 przez cewkę indukcyjną L9 i rezystor R33 ze źródłem VT8 przyczynia się do zamknięcia niedziałającego tranzystora VT7 w trybie RX z powodu dostarczenia do niego małego dodatniego napięcia ze źródła VT8 pracującego w tym trybie. W trybie nadawania proces zamykania jest odwrócony. Napięcie AGC jest przykładane do drugiej bramki VT8 w trybie RX, a w trybie TX - napięcie zamykające o ujemnej polaryzacji.

Z drenu tranzystora VT8 wzmocniony sygnał RF przez kondensator C67 jest podawany do zbalansowanego miksera z podwójnym mostkiem (ryc. 5). Składa się z dwóch mostków diodowych (VD18-VD21 i VD22-VD25), transformatorów T3, T4 i rezystorów R40, R41. Obecność tego ostatniego umożliwia realizację trybu przełączania diod przy stosunkowo wysokim napięciu lokalnego oscylatora (wartość skuteczna 4 V) i ograniczenie prądu płynącego przez diody podczas otwierającej półfali napięcia do maksymalnych dopuszczalnych wartości.

Opisany węzeł jest jedną z opcji miksera wysokiego poziomu, który może zapewnić duży zakres dynamiki dzięki wysokiemu napięciu lokalnego oscylatora, a także wysoki poziom tłumienia sygnału wejściowego. Do pozytywnych cech takiego miksera należy także dobre odsprzęgnięcie obwodów wejściowych i heterodynowych oraz jego odwracalność, czyli możliwość pracy w różnych kierunkach ścieżki sygnału. Sygnał GPA jest podawany do jednego z uzwojeń transformatora T3 (pin 20), a sygnał RF jest podawany przez pin 26 i kondensator C100 do punktu połączenia dwóch uzwojeń transformatora T4. Sygnał IF 10,7 MHz w trybie odbioru pobierany jest z trzeciego uzwojenia, które wraz z kondensatorem C102 tworzy filtr wstępnej selekcji IF.

Z tego filtra, poprzez kondensator C101, sygnał IF jest podawany na wejście dwukierunkowego wzmacniacza wykonanego na tranzystorach VT9-VT11. W trybie odbioru (przejście sygnału z kondensatora C101 do C103) wzmacniacz cascode działa na tranzystorach VT9 i VT10 (pierwszy jest podłączony zgodnie ze wspólnym obwodem źródła, drugi - zgodnie ze wspólnym obwodem bazy), w tryb transmisji (przepływ sygnału z C103 do C101) - jeden tranzystor VT11. Taka konstrukcja obwodu pozwala uzyskać niezbędne wzmocnienie sygnału IF w obu trybach (RX i TX). W pierwszym przypadku do drugiej bramki tranzystora VT9 podawane jest napięcie sterujące albo z układu AGC, albo z rezystora R131 (poprzez kaskadę na tranzystorze VT26) w celu regulacji wzmocnienia IF. W trybie TX bramka VT9 otrzymuje napięcie zamykające o ujemnej polaryzacji przez rezystor R202, generowane przez generator oparty na tranzystorach VT41, VT42, umieszczony na skali cyfrowej. To samo napięcie zamykające jest podawane na drugą bramkę VT11 w trybie RX. W trybie nadawania odbiera napięcie sterujące wzmocnieniem (DSB) z rezystora R201 (patrz rys. 1).

Sygnał IF, wybrany przez filtr L11C106 (rys. 5), poprzez cewkę sprzęgającą L12 i kondensator C103 (z pinu 21) trafia do ośmiokrystalicznego filtra drabinkowego (rys. 6, a, pin 17). W trybie SSB (styki K13.1, K14.1 rozwarte) jego szerokość pasma wynosi 2,4 kHz, w trybie CW (styki zwarte) - 0,8 kHz. Rezystory R38, R39 służą do eliminacji efektu „dzwonka”.

Jako główny element selekcji można zastosować filtry kwarcowe wykonane według innych schematów pokazanych na ryc. 6: na przykład drabina sześciokrystaliczna o szerokości pasma 2,5 kHz (ryc. 6, b), mostek czterokrystaliczny (ryc. 6, c) lub ośmiokryształowy (ryc. 6, d). W dwóch ostatnich filtrach rezonatory kwarcowe można zastosować także dla innej częstotliwości (zbliżonej do 10,7 MHz), należy jednak spełnić następujące warunki: częstotliwości wszystkich górnych (w zależności od obwodu) rezonatorów muszą być takie same i różnić się od częstotliwości niższe (też takie same) o 2...3 kHz.

Z wyjścia filtra kwarcowego (pin 19) napięcie IF jest przykładane do bramki tranzystora polowego VT12 (ryc. 5), który jest częścią wzmacniacza dwukierunkowego (VT12, VT13). Kaskada ta działa podobnie do opisanej powyżej (w obu trybach) i różni się od niej jedynie brakiem trzeciego (bipolarnego) tranzystora. Sygnał IF wybrany przez filtr L13C114 poprzez cewkę sprzęgającą L14 jest podawany do drugiego zbalansowanego mieszacza diodowego typu pierścieniowego (VD26-VD30), również używanego w obu trybach (RX i TX).

Sygnał o częstotliwości 10,7 MHz z referencyjnego oscylatora lokalnego wykonanego na tranzystorze VT30 (rys. 7) doprowadzany jest do miksera poprzez zacisk 24 i elementy C122, R63, R61, R64. Jest równoważony rezystorem przycinającym R63 (w przybliżeniu) i doborem pojemności kondensatora C121.

Z wyjścia miksera napięcie AF przefiltrowane przez filtr C123R65C124, przez kondensator C126 i pin 30, jest podawane na wejście (pin 32) przedwzmacniacza kaskodowego AF, wykonanego na tranzystorach VT14, VT15 (ryc. 8).

(kliknij, aby powiększyć)

Kaskada jest dobrze zgodna z impedancją wyjściową zbalansowanego miksera i impedancją wejściową wzmacniacza mocy AF, zapewniając jednocześnie wystarczająco duże wzmocnienie.

Z kolektora tranzystora VT14 poprzez regulację głośności - rezystor zmienny R74 - sygnał AF jest podawany na wejście wzmacniacza mocy AF, zamontowanego na chipie DA1. W trybie odbioru rezystor R77 jest zamknięty przez styki przekaźnika K17.1 (patrz ryc. 1), dzięki czemu wzmocnienie kaskady jest maksymalne. Po przejściu do trybu transmisji styki przekaźnika otwierają się, a rezystor R77 jest podłączony do obwodu emitera tranzystora stopnia wyjściowego mikroukładu. W rezultacie zysk maleje. Wymagane wzmocnienie w trybie RX ustawia się wybierając rezystor R78, w trybie TX - rezystor R77.

Poprzez pin 35 wejście wzmacniacza mocy jest zasilane napięciem z klucza telegraficznego w celu samopodsłuchu (jego głośność jest regulowana za pomocą rezystora zmiennego R204, pokazanego na ryc. 1). Z wyjścia wzmacniacza (pin 38) sygnał AF trafia albo do telefonów, albo jednocześnie do telefonów i głowicy głośnika BA1 (w zależności od położenia przełącznika SB3), a także do modułu AGC (poprzez przełącznik SB9) i system anty-VOX (ryc. 9, wniosek 60). Rezystor obciążający R81 zapobiega awarii mikroukładu podczas wyłączania głowicy głośnika i telefonów w momencie pojawienia się na wejściu sygnału wysokiego poziomu.

W trybie transmisji sygnał AF z mikrofonu BM1 (ryc. 10) przez dławik L17 i kondensator C191 trafia do rezystora R148, a z jego silnika na nieodwracające wejście wzmacniacza operacyjnego DA2. Cewka indukcyjna zapobiega przedostawaniu się zakłóceń o wysokiej częstotliwości na wejście. Poprzez styki K16.1 wzmocniony sygnał jest podawany do zbalansowanego miksera (od pinów 80 do 31), a także do urządzenia sterującego głosem VOX (od pinów 79 do pinów 58), którego obwód pokazano na ryc. 9. W zbalansowanym mikserze (patrz ryc. 5, VD26-VD30) częstotliwość nośna jest tłumiona, sygnał wybrany przez obwód DSB L13C114 jest wzmacniany kaskadą na tranzystorze VT13. Główny filtr selekcji (patrz rysunek 6) wybiera jedną wstęgę boczną i tłumi pozostałą część nośnej. Produkty uboczne konwersji znajdujące się dalej od IF są tłumione przez obwód L11C106. Wygenerowany sygnał jednowstęgowy jest wzmacniany kaskadą na tranzystorze VT11 i podawany z jego drenu do zbalansowanego miksera z podwójnym mostkiem (VD18-VD21, VD22-VD25). W trybie tym działa to analogicznie jak w trybie RX, jednak kierunek przepływu sygnału jest odwrócony. Sygnał pobrany z pinu 26 jest wzmacniany przez tranzystor VT7 (patrz rys. 4) i filtrowany przez obwód L8C63.

Ponadto sygnał częstotliwości roboczej (w zależności od zakresu wybranego za pomocą przełącznika SA1) przez kondensator C57 i wyjście 8 jest podawany na wejście wzmacniacza mocy nadajnika (patrz ryc. 3). Składa się z trzech stopni: przedwzmacniacza (VT17), wyjściowego wzmacniacza kaskodowego (VT19, VT20) i dopasowującego je do siebie wtórnika emitera (VT18). Stopień wyjściowy cascode charakteryzuje się wysoką impedancją wyjściową, która w tym przypadku jest dodatkowo zwiększana przez transformator T6. Takie rozwiązanie obwodu umożliwiło zastosowanie stosunkowo małej pojemności w wyjściowym obwodzie P KPI (C158, C159), aby uzyskać wyższą czystość widmową sygnału wyjściowego, a także niższą krytyczność przewodów łączących nazwany obwód do ich długości.

Sygnał RF z uzwojenia II transformatora T6 przez zaciski 50, 7 (patrz ryc. 4), kondensator C56, styki przekaźnika K11.1, zaciski 6, 51 (patrz ryc. 3) wchodzi do obwodu P L16C158-C166 , a od niego - poprzez pin 52, miernik SWR (patrz rys. 2, piny 41, 40) i gniazdo XW1 (patrz rys. 1) - do anteny.

Zastosowany miernik SWR (patrz rys. 2) pozwala na kontrolę trybu pracy podajnika, a także ocenę mocy wyjściowej transiwera przy napięciu fali stałej. Można go stosować z nadajnikiem o mocy od 10 do 200 W, a straty energii w nim nie przekraczają 1%. Ważną zaletą takiego miernika SWR jest jednakowa czułość na wszystkich pasmach HF.

W mierniku SWR generowane jest napięcie sterujące, aby chronić wzmacniacz mocy nadajnika przed wysokim SWR w zasilaczu antenowym. Napięcie to jest usuwane z rezystora R86 i podawane przez zaciski 43, 45 do podstawy tranzystora regulacyjnego VT16 (patrz ryc. 3). Przy wysokim napięciu fali wstecznej dioda Zenera VD33 i tranzystor VT16 otwierają się, napięcie na kolektorze tego ostatniego i galwanicznie połączonej z nim drugiej bramce tranzystora polowego VT17 spada, a wzmocnienie wzmacniacza mocy maleje do prawie zerowy.

Schemat ideowy GPA pokazano na ryc. 11. Sam generator jest wykonany na tranzystorze VT1. Parametryczny regulator napięcia VD2R9 oraz elementy odsprzęgające C22, R1, C24, C242 zapobiegają wyciekom napięcia RF w obwodzie mocy i zapewniają zwiększoną stabilność parametrów sygnału wyjściowego przy niewielkich wahaniach napięcia zasilania występujących podczas stanów nieustalonych (przełączanie z odbioru na nadawanie, i wzajemnie). Rezystor R4 poprawia odsprzęgnięcie generatora od kolejnego stopnia.

Szerokopasmowy wzmacniacz RF jest montowany na tranzystorze VT2. Niska pojemność obwodu bramki i wysoka impedancja wejściowa kaskady przyczyniają się do dobrego oddzielenia generatora od innych kaskad. W przedziałach 1,8; 14 i 21 MHz, wzmacniacz GPA jest obciążony eliptycznym filtrem dolnoprzepustowym siódmego rzędu L5-L7C37-C43 o szerokości pasma 11,3 ... 18,8 MHz, w pozostałej części - podobnym filtrem L2-L4C30-C36 o szerokości pasma 7...10,5 MHz. Filtry przełączane są jednocześnie ze zmianą zakresów przełącznikiem SA1. Wszystkie fałszywe składowe sygnału są tłumione o więcej niż 35 dB. Z wyjść filtrów sygnał podawany jest na wejście wzmacniacza podwajającego na tranzystorach VT3, VT4.

Przełączanie trybów pracy tej kaskady odbywa się za pomocą styków przekaźnika K9.1, sterowanych przez zespół przełączający (ryc. 12).

W zakresie 1,8 i 18 MHz kaskada pracuje jako wzmacniacz, w pozostałej części jako podwajacz. Po przełączeniu w tryb wzmocnienia kolektor VT3 zostaje wyłączony, a tranzystor VT4 zostaje przełączony w tryb wzmocnienia liniowego (klasa A) w wyniku dostarczenia dodatkowego napięcia o polaryzacji dodatniej do obwodu podstawowego w wyniku równoległego podłączenia rezystora R19 R18. W trybie podwajania częstotliwości sygnał z transformatora wejściowego T1 w przeciwfazie wchodzi do baz obu tranzystorów. Jednocześnie ich kolektory są ze sobą połączone i obciążone uzwojeniem wejściowym transformatora T2. Sygnał wyjściowy GPA pobierany jest z połowy uzwojenia wtórnego T2, a wzmacniacz odsprzęgający kabel ze skalą cyfrową na tranzystorach VT5 i VT6 jest podłączony do całego uzwojenia. Zysk tej kaskady w paśmie częstotliwości 100 kHz... 50 MHz wynosi około 10. Jest ona połączona ze skalą cyfrową odcinkiem kabla koncentrycznego RK-75. Rezystor R29 montowany jest w skali cyfrowej (na złączu koncentrycznym).

Zastosowanie takiego wzmacniacza, wraz z działaniami podjętymi w skali cyfrowej na potrzeby modernizacji, umożliwiło przesunięcie górnej granicy pomiaru częstotliwości do 33 MHz włącznie, co stało się konieczne przy pracy w paśmie 14 i 21 MHz. pasm z wybranym schematem budowy transiwera.

Tabela 1

Układ odstrajający zawiera varicap VD1, rezystory R7, R8 i kondensatory C16, C18 i C19. Włącza się go przyciskiem SB1 (patrz rys. 1), a zmianę częstotliwości reguluje się rezystorem zmiennym R203. Wymagany stopień rozciągnięcia utrzymywany jest automatycznie za pomocą przekaźnika K5, sterowanego przełącznikiem zakresu w zespole przełączającym (rys. 12). Przedziały częstotliwości oscylacji generowanych przez GPA w różnych zakresach podano w tabeli. 1.

Za pomocą zespołu przełączającego (rys. 12) przełączane są zakresy w GPA (przekaźniki K1-K4, K6, K8, K10), przełączana jest cewka L1 w celu uzyskania odpowiedniego rozciągnięcia w różnych zakresach (K5), tryb pracy zmienia się wzmacniacz podwajający (K9) w GPA, przełączając rezonatory kwarcowe w celu uzyskania roboczego pasma bocznego w zakresach 14 i 21 MHz w referencyjnym lokalnym oscylatorze kwarcowym (patrz ryc. 7, K7), tworzenie logicznego 0 sygnał sterujący używany przy przełączaniu wagi cyfrowej w celu zapisu różnych liczb do liczników.

Schemat ideowy systemów sterowania głosowego VOX i anty-VOX przedstawiono na rys. 9. 79. Sygnał wejściowy z pinu 58 wzmacniacza mikrofonowego przez pin 118 i rezystor strojenia R23 (regulują czułość układu VOX) jest podawany na wejście wzmacniacza AF wykonanego na tranzystorze VT36. Na diodach VD37, VD22 montowany jest prostownik sygnałowy, na tranzystorach VT21, VT21 - klucz elektroniczny. Przekaźnik sterujący K15 jest zawarty w obwodzie kolektora VT58. Sygnał anty-VOX z wyjścia wzmacniacza AF (pin 240) przez kondensator C1 ​​​​(patrz ryc. 60) jest podawany na wejście (pin 24) wzmacniacza AF, wykonanego na tranzystorze VT38. Napięcie wyprostowane diodami VD39, VD120 przez dzielnik R119R22 podawane jest na bazę tranzystora VT177. W trybie odbioru dolne (zgodnie ze schematem) wyjście kondensatora C15.1 jest połączone stykami przekaźnika K15 ze wspólnym przewodem urządzenia. Po przełączeniu transceivera w tryb nadawania kondensator ten jest wyłączany, co pomaga wyeliminować odbicia styków przekaźnika KXNUMX w obecności sygnałów sterujących o zbliżonej wielkości na wejściach obu systemów (VOX i anty-VOX) .

Na ryc. 13 przedstawia schematyczne diagramy układu AGC, S-metru i miernika mocy (PM).

Sygnał z wyjścia wzmacniacza AF (pin 58) poprzez przełącznik SA13 AGC (patrz rys. 1) podawany jest na wejście (pin 68) prostownika AGC zamontowanego na diodach VD41, VD42 zgodnie z obwodem podwajania napięcia. Czas opóźnienia działania AGC jest określony przez pojemność kondensatora C135 i rezystancję rezystora R134. Wyprostowane napięcie przez rezystor R132 jest podawane na wejście wzmacniacza prądu stałego na tranzystorze VT26. Jego obwód emitera zawiera mikroamperomierz PA1, rezystor bocznikowy R135, kondensator blokujący C183 i diodę VD40, co rozszerza granice pomiaru ze względu na powstały nieliniowy przekrój na końcu skali (jest to konieczne do kontrolowania wysokiego poziomu sygnały). Miernik mocy wyjściowej transceivera jest montowany na tranzystorze VT25. Na jego bazę podawany jest sygnał pobrany z wyjścia 44 mierników SWR (patrz rys. 2). Gdy przełącznik SA2 jest ustawiony w górnym (zgodnie ze schematem) położeniu, urządzenie RA1 wskazuje wielkość napięcia fali wstecznej. W układzie odstrojenia zastosowano rezystory R136-R138.

Referencyjny obwód lokalnego oscylatora kwarcowego pokazano na ryc. 7. Jest montowany na tranzystorze VT30 zgodnie z pojemnościowym obwodem trzypunktowym. Jeden z rezonatorów kwarcowych ZQ7.1, ZQ10 włączony jest w swój obwód podstawowy ze stykami przekaźnika K11. W rezultacie w zakresach 14 i 21 MHz generator generuje oscylacje sinusoidalne o częstotliwości 10,703, a w pozostałej części - 10,7 MHz. Obwód L18C207 jest zawarty w obwodzie kolektora tranzystora. Sygnał wyjściowy z cewki sprzęgającej L19 przez pin 88 jest podawany na wejście (pin 24) zbalansowanego miksera VD26-VD30 (ryc. 5).

Na ryc. 14 przedstawia schemat ideowy lokalnego oscylatora kwarcowego telegraficznego zamontowanego na tranzystorze polowym VT28. Rezonator ZQ9 o częstotliwości 10,701 MHz jest podłączony pomiędzy bramką a wspólnym przewodem szeregowo z kondensatorem strojejącym C196. Ten ostatni ma na celu ustawienie częstotliwości lokalnego oscylatora telegraficznego na środek pasma przepustowego głównego filtra kwarcowego. Kondensator C201 wybiera głębokość połączenia generatora z kolejną kaskadą, niezbędną do uzyskania wymaganej mocy nadajnika w trybie telegraficznym.

Klucz elektroniczny wykonany jest na tranzystorze VT29. Kondensatory C199 i C200 wygładzają fronty i spadki komunikatów telegraficznych. Podstawa tranzystora (pin 85) jest podłączona do wyjścia (pin 74) klucza elektronicznego (ryc. 15). Pin 84 (rys. 14) służy do włączania generatora w trybie ustawień, a także do manipulacji generatorem podczas obsługi kluczem ręcznym SA5 (patrz rys. 1).

Elektroniczny klucz telegraficzny (ryc. 15) wykonany jest według już klasycznego schematu na mikroukładach CMOS DD1-DD3 i tranzystorze VT27. Na chipie DD1 montowany jest kontrolowany generator impulsów z regulowaną częstotliwością powtarzania (R140 jest kontrolerem szybkości transmisji), na wyzwalaczach DD2.1 i DD2.2 - odpowiednio kształtowniki kropki i kreski, na elemencie DD3.1 - urządzenie dodatkowe, na DD3.2-DD3.4 - generator sygnału AF, na VT7 - wtórnik emitera.

(kliknij, aby powiększyć)

Klucz działa w następujący sposób. W pozycji neutralnej manipulatora SA3 dolne (zgodnie ze schematem) wejście elementu DD1.2 (pin 6) i górne DD1.3 (pin 8) są zasilane przez rezystor R141 o poziomie logicznym 1 , więc generator jest zablokowany (na wejściu C wyzwalacza DD2.1 - poziom logiczny 0). Ze względu na obecność na wejściu R wyzwalacza DD2.2, poziom logiczny 1, napięcie na jego odwrotnym wyjściu (pin 12) ma ten sam poziom. Po przesunięciu manipulatora w lewą (zgodnie ze schematem) pozycję („Punkty”) powyższe wejścia elementów DD1.2, DD1.3 łączy się wspólnym przewodem (jest to równoznaczne z zastosowaniem logicznego 0) , generator jest wzbudzony, a jego impulsy podawane są na wejście C wyzwalacza DD2.1. „Punkty” utworzone przez ten ostatni przez element DD3.1 wchodzą do podstawy tranzystora VT27, a od jego emitera - do podstawy kluczowego tranzystora VT29 lokalnego oscylatora telegraficznego (ryc. 14). Jednocześnie „punkty” podawane są na wejście (pin 8) elementu DD3.3, umożliwiając w ten sposób działanie generatora AF. Wyzwalacz DD2.2 jest w tym momencie utrzymywany w swoim pierwotnym stanie przez poziom logiczny 1 przyłożony do jego wejścia R poprzez rezystor R147. Element DD3.1 zapewnia transmisję „punktu” o normalnym czasie trwania nawet przy krótkim połączeniu odpowiednich styków manipulatora.

Po przesunięciu manipulatora w prawą (wg schematu) pozycję („Kreskę”) generator impulsów i wyzwalacz DD2.1 działają analogicznie jak przy formowaniu „kropek”. Jednakże na wejściu R wyzwalacza DD2.2 w tym przypadku ustawiony jest poziom logicznego 0, który zmienia swój stan pod wpływem impulsów wyzwalacza DD2.1. Impulsy z wyjść obu przerzutników są sumowane przez element DD3.1, tworząc „kreskę”. Podobnie jak w poprzednim przypadku, DD3.1 zapewnia transmisję kreski nawet przy krótkim zwarciu styków manipulatora. Klucz generuje standardowe pakiety alfabetu Morse'a przy wszystkich prędkościach transmisji.

Schemat ideowy elektronicznej wagi cyfrowej pokazano na ryc. 16. W rzeczywistości jest to nieco zmodyfikowana wersja urządzenia opisanego przez V. Krinitsky'ego w [1]. Modernizacja dotyczyła głównie części wejściowej: zmieniono wartości niektórych rezystorów, wykluczono diody zabezpieczające, mikroukład K155LA3 zastąpiono K131LA3 (DD4). Działania te doprowadziły do ​​​​powstania bardziej „czytelnych” impulsów (meandrów) na wejściu mikroukładu DD5, w wyniku czego górna granica zakresu częstotliwości roboczej wzrosła do 33 MHz.

(kliknij, aby powiększyć)

Oscylator kwarcowy (DD6.3) wykorzystuje rezonator 100 kHz, co nie tylko zmniejszyło liczbę mikroukładów w dzielniku, ale także doprowadziło do zmniejszenia emisji niepożądanych podczas pracy skali cyfrowej, a co za tym idzie do zmniejszenia ogólny poziom hałasu transceivera. Liczniki zawierają liczby 107000, jeśli na pinie 101 znajduje się poziom logicznego 0, oraz 893000, gdy zostanie on zmieniony na poziom logiczny 1, co jest niezbędne do prawidłowego odczytu częstotliwości przy IF 10,7 MHz.

Przetwornik napięcia (VT41, VT42) i stabilizator (VT40) wykorzystują mocniejsze tranzystory KT630B i KT608A. Dodatkowo do pierwszego z tych urządzeń wprowadzono źródło napięcia o ujemnej polaryzacji -10 V, składające się z uzwojenia V transformatora T8, mostka prostowniczego VD64-VD67 i parametrycznego regulatora napięcia R194VD63. Napięcie to służy do zamykania niedziałających stopni transceivera (pin 105).

Zasilacz transceivera (ryc. 17) obejmuje transformator T7, dwa prostowniki (VD47-VD50 i VD51-VD54) oraz dwa regulatory napięcia (DA1, VT31-VT33 i VT34, VT35). Jednostka wytwarza cztery napięcia: niestabilizowane +40 i +20 V do zasilania odpowiednio wzmacniacza mocy nadajnika i uzwojeń przekaźnika, stabilizowane +9 V do zasilania skali cyfrowej i klucza telegraficznego oraz stabilizowane +12 V do zasilania wszystkich pozostałych stopni. Napięcie 55 ... 96 V jest dostarczane przez diodę VD20 (pin 30) z zewnętrznego źródła prądu stałego.

(kliknij, aby powiększyć)

Transceiver wykorzystuje powszechnie stosowane części: stałe rezystory MLT, zmienne SP3-9a i SPO-0,5, kondensatory KT, KM, K50-6. Podwójny blok KPE S158S159 - z radia tranzystorowego „Alpinist”, kondensator C63 - KPV-125 lub KPV-140. Przełączniki SA1 - biscuit 11P7N-PM, SA2 - mikroprzełącznik MP9 (MP10, MP11), SA4 - mikroprzełącznik MT1, SB1-SB9 - P2K.

Przekaźnik K1-K4, K6, K8, K10 - RES60 (paszport RS4,569.436 lub RS4.569.435-00), K5, K13, K14 - RES49 (RS4.569.423 lub RS5.569.421-00), K7, K9, K11, K12, K16 - RES15 (RS4.591.001 lub RS4.591.007), K15 - RES22 (RF4.500.131, RF4.521.225, RF4.523.023-00, RF4.523.023-07, RF4.523.023-09), K17 - kontaktron RES54 A (HP4.500.011-01).

Zamiast KP350B można zastosować tranzystory serii KP306, zamiast KT316B - KT339A lub podobnych o minimalnej przepustowości. Tranzystory KT660B są wymienne z KT603B, KT608B. We wzmacniaczu mocy zamiast KT603B można zastosować KT608B, KT660B. Tranzystory KT201A są wymienne z urządzeniami serii KT208, KT306A, KT306B - z KT342 (z dowolnym indeksem literowym), KT312B - z tranzystorami serii KT306, KT342 i P216 - z P217. Zamiast D223 można zastosować diody serii KD503, KD522.

Chipy serii K176 są wymienne z analogami serii K561, zamiast K131LA3 w skali cyfrowej można zastosować chip K155LA3, ale trzeba będzie go dobrać pod kątem maksymalnej częstotliwości pracy (waga powinna działać niezawodnie w skali pasmo 21 MHz).

Transceiver wykorzystuje miniaturowe żarówki o napięciu nominalnym 10 V. Głowica głośnika VA1 ma rezystancję 2GD-36 (8 omów).

Dane uzwojenia cewek i transformatorów transceivera podano w tabeli. 2.

(kliknij, aby powiększyć)

Rysunki wyjaśniające konstrukcję cewek L8, L16 (są nawinięte na ramach ceramicznych) i transformatora RF T6 pokazano na ryc. 18, 19 i 20. Trymery cewek L2-L7, L11-L14, L18, L19 - gwint ferrytowy GOST 19725-74. Obwód magnetyczny transformatora RF T6 składa się z dwóch identycznych części 2 (rys. 20), z których każdą tworzy dziesięć pierścieni ferrytowych o wymiarach K10x6x5, przymocowanych paskiem bibuły kablowej nasmarowanej klejem Mars. Z góry (zgodnie z ryc. 20) na powstałe rurki papierowe za pomocą tego samego kleju nakłada się zacisk 1, na spód nakłada się zacisk 3, po czym uzwojenia nawija się drutem MGTF 0,35 mm 2. Następnie blok 4 przykleja się do dolnego zacisku, po uprzednim przełożeniu przewodów uzwojenia przez wywiercone w nim otwory i do niego płytkę 5 (różni się od zacisku 3 brakiem otworów o średnicy 10,5 mm i mniejszej grubości - 1,5 mm). Detale 1, 3-5 wykonane są z włókna szklanego. Cewki indukcyjne L9, L10 (indukcyjność - 30 μH + 5%), L15 i L20-L22 (160 μH + 5%) - ujednolicony DM-0,2. Transformator sieciowy T7 - ​​​​TS-40-2 (af0.470.025TU) z uzwojeniem pierwotnym 220 V i dwoma uzwojeniami wtórnymi 18 V.

Rozpoczynając ustanawianie transceivera, dokładnie sprawdź wszystkie węzły i połączenia między nimi pod kątem braku zwarć. Konfiguracja rozpoczyna się w trybie odbioru, sprawdzając działanie zasilacza i ustawiając wymagane napięcia wyjściowe na biegu jałowym (wszystkie węzły są wyłączone). Następnie wszystkie połączenia zostaną przywrócone i przystąp do strojenia lokalnych oscylatorów.

Strojenie referencyjnego lokalnego oscylatora kwarcowego (patrz rys. 7) sprowadza się do doboru indukcyjności cewki L18 aż do uzyskania stabilnej generacji i maksymalnej amplitudy oscylacji na wyjściu z kolei dla obu rezonatorów ZQ10 i ZQ11. Do kontroli stosuje się woltomierz wysokiej częstotliwości o wysokiej rezystancji lub, lepiej, oscyloskop szerokopasmowy, a także miernik częstotliwości.

Działanie lokalnego oscylatora telegrafu kwarcowego sprawdza się w trybie CW (w tym przypadku napięcie zasilania jest podawane na styk 82 (patrz ryc. 14). Gdy zacisk 84 jest podłączony do masy, generator powinien zostać zasilony. Kontrolując napięcie wyjściowe za pomocą tych samych przyrządów, co w poprzednim przypadku, dostrój generator z kondensatorem C196 do częstotliwości środkowej pasma przepustowego głównego filtra kwarcowego (patrz ryc. 6). Kondensator trymera C201 reguluje moc wyjściową w trybie CW po zakończeniu pełnego strojenia transceivera.

Strojenie generatora gładkiego zakresu (patrz ryc. 11) rozpoczyna się od ułożenia zakresu 21 MHz (tabela 1) poprzez zmianę pojemności kondensatora strojenia C12 i, jeśli to konieczne, wybranie kondensatora C5. Podobnie, ale dobierając pojemność kondensatorów C1 i C8, C2 i C9 itp., mieszczą się one w wymaganych granicach i innych zakresach. Aby zwiększyć stabilność temperaturową częstotliwości, zaleca się, aby każdy z kondensatorów C1-C7, a także C5, C15, C17, C20, C21, C23 składał się z dwóch kondensatorów o w przybliżeniu tej samej pojemności, ale o różnych (ujemne i pozytywne) TKE.

Następnie utwórz kaskadę na tranzystorze VT2. Zamieniając tymczasowo rezystor R11 na zmienną wartość 1 kOhm (przewody łączące powinny być jak najkrótsze), dobieraj jego rezystancję do momentu uzyskania maksymalnego napięcia sygnału na drenie tranzystora. Następnie mierzona jest rezystancja wprowadzonej części rezystora zmiennego i zastępowana stałą o bliskiej wartości znamionowej.

Ustawienie filtrów dolnoprzepustowych (LPF) L2-L4C30-C36 i L5-L7C37-C43 sprowadza się do doboru (obrotu trymerów) indukcyjności cewek w nich zawartych, aż do uzyskania jednolitej charakterystyki częstotliwościowej w pierwszym przypadku w paśmie częstotliwości 7…10,5, a w drugim – 11,3…18,8 MHz. Częstotliwość odcięcia pierwszego LPF powinna wynosić 11, drugiego - 19,3 MHz. Do kontroli stosuje się miernik odpowiedzi częstotliwościowej lub oscyloskop ze skalibrowanym czasem przemiatania.

Utworzenie wzmacniacza podwajającego na tranzystorach VT3, VT4 rozpoczyna się w trybie podwajania w zakresie 21 MHz. Wybierając rezystor R18, osiągają maksymalną amplitudę sygnału na kondensatorze C48 (pin 6) przy minimalnym zniekształceniu jego kształtu (powinien być zbliżony do sinusoidalnego). Następnie generator przełącza się na zakres 1,8 MHz (lub 18 MHz), w którym kaskada pracuje w trybie wzmocnienia, a ten sam efekt uzyskuje się dobierając rezystor R19.

Utworzenie kaskady na tranzystorze VT5 sprowadza się do wyboru rezystora R26, aż do uzyskania maksymalnej amplitudy oscylacji na kondensatorze C54 (pin 4).

Przy dużej nierównomiernej amplitudzie sygnału wyjściowego z zakresu na zakres należy wymienić R14-R17 na rezystory 1 kΩ, a jeśli amplituda jest niewystarczająca, całkowicie je wykluczyć. W rezultacie w odpowiedzi częstotliwościowej generatora pojawią się nieregularności w postaci garbów i spadków. Obracając trymery cewek obu LPF, konieczne jest uzyskanie przesunięcia garbów do tych części zakresów, w których wcześniej obserwowano sygnały o małej amplitudzie, oraz zapadów - do obszarów, w których wcześniej występowały sygnały o maksymalna amplituda. Wysokość garbów i głębokość zapadów reguluje się poprzez wybór określonych rezystorów.

Jeżeli przebieg wyjściowy jest silnie zniekształcony (przypominający falę prostokątną) lub jego napięcie przekracza 4 V (wartość skuteczna), należy zwiększyć rezystancję rezystora R4.

Podczas konfigurowania układu odstrojenia suwak rezystora zmiennego R203 (patrz ryc. 1) ustawia się w pozycji środkowej, a rezystor dostrajający R137 (patrz rys. 13) służy do osiągnięcia tej samej częstotliwości po włączeniu rozstrojenia sporadycznie.

Sprawdzenie działania wzmacniacza AF (patrz ryc. 8) sprowadza się do pomiaru w trybie odbioru napięcia na pinie 12 układu DA1. Powinno wynosić około połowy napięcia zasilania. Po upewnieniu się, że do wyjścia (pin 38) podłącza się oscyloskop, a na wejście (pin 32) z generatora sygnału częstotliwości audio podawane jest napięcie sinusoidalne 20 mV o częstotliwości 1 kHz. Ustawiając suwak rezystora zmiennego R74 w górnym (zgodnie ze schematem) położeniu, wybierając rezystor R68, uzyskuje się maksymalną amplitudę sygnału wyjściowego przy braku zauważalnych wizualnie zniekształceń. Zmieniając częstotliwość generatora, należy upewnić się, że nie ma zauważalnych zniekształceń sygnału wyjściowego w całym zakresie audio. Wzmocnienie wzmacniacza AF w trybie odbioru reguluje się doborem rezystora R78, w trybie transmisji - rezystora R77. W razie potrzeby pasmo przenoszenia wzmacniacza w wyższych częstotliwościach można regulować dobierając kondensatory C138, C140.

Odwracalny (dwukierunkowy) wzmacniacz IF (patrz rys. 5) jest dostrojony w trybie odbioru. Włączenie filtra kwarcowego w trybie „UP” (wąskopasmowe) i ustawienie suwaka rezystora zmiennego R131 „UHF” (patrz rys. 13) w położenie odpowiadające maksymalnemu wzmocnieniu na wejściu wzmacniacza IF (po lewej - zgodnie do schematu - wyjście kondensatora C 101) ze standardowego generatora sygnału (GSS) przez kondensator o pojemności 5 ... 10 pF dostarczane jest niemodulowane napięcie RF 10 mV przy częstotliwości 10,7 MHz. Zmieniając pojemność kondensatora trymera C102 i naprzemiennie obracając trymery cewek L11 i L13, osiągają maksymalną amplitudę sygnału na wyjściu wzmacniacza AF (w miarę zbliżania się do maksymalnych odczytów napięcie wejściowe należy stopniowo zwiększać zredukowany). Następnie kondensator dostrajający C205 (C202) w referencyjnym lokalnym oscylatorze kwarcowym (patrz ryc. 17) ustawia częstotliwość tonu sygnału AF na około 1 kHz. Częstotliwość tego lokalnego oscylatora jest ostatecznie ustawiana, a filtr kryształowy jest regulowany po całkowitym dostrojeniu transceivera.

Następnie GSS podłącza się do ruchomego styku sekcji SA1.3 przełącznika zakresu (patrz rys. 4). Częstotliwość sygnału jest ustawiana w zależności od zakresu częstotliwości zawartego w transiwerze. Zmieniając pojemność kondensatora C63, osiąga się maksymalny sygnał na wyjściu. W zakresie 1,9 MHz może być wymagany dobór kondensatora C61. Następnie sygnały o tych samych częstotliwościach podawane są do gniazda antenowego XW1, a za pomocą kondensatorów C158C159 pętli P osiąga się również maksymalny sygnał na wyjściu.

Następnie przejdź do konfiguracji filtra kwarcowego. Podając na gniazdo XW1 sygnał GSS o napięciu 0,5 mV i częstotliwości odpowiadającej wybranemu zakresowi, transiwer jest płynnie dostrojony, zbierając odczyty S-metra i odpowiadające im odczyty skali cyfrowej oraz zapisując je w dół w stole. Następnie budowana jest charakterystyka częstotliwościowa filtra: wartości częstotliwości są wykreślane wzdłuż osi poziomej w odstępach co 200 Hz, a odczyty S-metrów w jednostkach względnych są wykreślane wzdłuż osi pionowej. Jeżeli w paśmie częstotliwości występują spadki i garby, a także mała szerokość pasma (poniżej 2 kHz) lub niezadowalający współczynnik prostopadłości (poniżej 1,4 przy poziomach -80 / -3 dB), filtr należy wyregulować sukcesywnie dobierając znajdujące się w nim kondensatory (rys. 6, a), za każdym razem uwzględniając charakterystykę częstotliwościową w opisany sposób. Jeżeli nie jest możliwe uzyskanie akceptowalnej charakterystyki częstotliwościowej, należy wymienić rezonatory kwarcowe. W trybie wąskopasmowym filtr dostraja się poprzez dobór kondensatorów C88 i C91, uzyskując zawężenie pasma. Za optymalną można uznać szerokość pasma 0,8 kHz dla tego filtru (patrz rys. 6a). Konfigurowanie filtra kryształowego jest uproszczone w przypadku użycia miernika odpowiedzi częstotliwościowej.

Po dostrojeniu filtra kwarcowego częstotliwość referencyjnego lokalnego oscylatora kwarcowego jest ostatecznie korygowana za pomocą kondensatora strojenia C202 w zakresach 14 i 21 MHz oraz kondensatora C205 w całej pozostałej części. W pierwszym przypadku częstotliwość generacji ustawiana jest poza pasmem przezroczystości filtra za górnym zboczem odpowiedzi częstotliwościowej, w drugim - przed dolnym.

Utworzenie układu AGC (patrz ryc. 13) polega na doborze kondensatora C 184, którego pojemność określa czas jego działania. Odbywa się to w trybie odbioru SSB zgodnie z najlepszą zgodnością wahań strzałki urządzenia PA1 ze zmianami sygnału i wystarczającym czasem, aby utrzymać go na maksymalnych odczytach. W tym przypadku osiągana jest niezbędna płynność zmiany wzmocnienia wzmacniacza IF. Kiedy strzałka „wychodzi poza skalę” na szczytach sygnału, konieczne jest zmniejszenie rezystancji rezystora R135.

Skala cyfrowa (patrz rys. 16) z reguły nie wymaga regulacji i zaczyna działać natychmiast po włączeniu zasilania. Rejestrację wymaganych liczb w licznikach sprawdzamy wizualnie za pomocą wskaźników HG1-HG6 poprzez odłączenie kabla koncentrycznego od wejścia urządzenia i przełączenie zakresów przełącznikiem SA1. W przedziałach 1,8; 3,5; 7, 10, 1 4 i 21 MHz na wyświetlaczu powinna wyświetlić się liczba 893 000, w pozostałych - 107 000. W przypadku innych odczytów skali sprawdź sprawność diod jednostki przełączającej (patrz ryc. 12).

Po podłączeniu kabla koncentrycznego skala cyfrowa powinna pokazywać rzeczywistą wartość częstotliwości odbieranej w wybranym zakresie częstotliwości. Jeżeli po przełączeniu transceivera w tryb nadawania w zakresie 21 MHz pojawi się rozbieżność między wyświetlaną częstotliwością a jej rzeczywistą wartością (z reguły wyświetlana wartość jest mniejsza), należy najpierw wybrać rezystory R179, R181, tymczasowo zastępując je zmiennymi, a następnie (jeśli dobór rezystorów nie pomoże) zwiększaj pojemność kondensatora C49 (patrz ryc. 11), aż do uzyskania stabilnego odczytu skali. Na koniec należy sprawdzić napięcie -10 V na pinie 105.

Następnym krokiem jest ustawienie transceivera w tryb nadawania (w przypadku autora pracę nad transmisją rozpoczął on od razu po opisanym ustawieniu w trybie odbioru). Zastępcą anteny podłączanej pomiędzy gniazdo XW1 a przewód wspólny transiwera może być rezystor bezindukcyjny o rezystancji 75 omów (jeśli będzie zastosowany zasilacz o tej samej impedancji) lub 50 omów (przy zasilaczu 50-omowym) ) o mocy rozpraszania co najmniej 10 watów. Można także zastosować żarówkę 28 V 10 W.

Regulacja odbywa się w trybie „Ustawienia”. Naciśnięcie przycisku SB7 powoduje kontrolę obecności sygnału RF za pomocą woltomierza RF, oscyloskopu lub świecenia żarówki we wszystkich pozycjach przełącznika zakresu SA1. Utworzenie wzmacniacza mocy (patrz rys. 3) sprowadza się do doboru rezystora R100 i położenia rezystora dostrajającego R96, aż do uzyskania maksymalnego sygnału sinusoidalnego na ekwiwalencie anteny.

Następnie, naciskając przycisk SB4 (patrz rys. 1), radiotelefon zostaje przełączony w tryb telegraficzny i sprawdzane jest działanie klucza telegraficznego (patrz rys. 15) i lokalnego oscylatora telegraficznego (patrz rys. 14). Po naciśnięciu przycisku SA6 (patrz rys. 1) manipulator SA3 (patrz rys. 15) zostaje przesunięty maksymalnie w lewo (zgodnie ze schematem). Klucz powinien dawać „punkty” przy prędkościach zależnych od położenia rezystora zmiennego silnika R140. Podczas przesuwania manipulatora w prawo powinien on tworzyć „kreskę”. Zmieniając rezystancję rezystora strojenia R144, uzyskuje się najlepszy dźwięk samosłyszący, a za pomocą rezystora zmiennego R204 (patrz rys. 1) akceptowalny poziom dźwięku sygnału telegraficznego z głowicy głośnika BA1. Stromość zaników paczek telegraficznych reguluje się doborem kondensatora C199, sterującego sygnałem oscyloskopem na odpowiedniku anteny.

Następnie sprawdź działanie radiotelefonu w trybie nadawania SSB (przyciski SB4-SB8 w pozycji pokazanej na schemacie). Mikser VD26-VD30 (patrz rys. 5) jest równoważony trymerami R63 i C121 przy wciśniętym przycisku SA6 (patrz rys. 1) i wyłączonym mikrofonie. Następnie po podłączeniu mikrofonu mówią długie „a…a…a” i monitorując sygnał na odpowiedniku anteny, upewniają się, że ma on sygnał jednowstęgowy (SSB). Jego amplituda jest regulowana przez rezystor dostrajający R148 (patrz ryc. 10).

Następnie sprawdzane jest działanie radiotelefonu w trybie sterowania głosowego (VOX). Naciskając przycisk SB5 przy zwolnionym PTT, wypowiadają długie „a… a… a” przed mikrofonem i przesuwając rezystor trymera R 118 (patrz rys. 9), uzyskują stabilne przejście transceivera w tryb transmisji SSB. Wymagany czas podtrzymania w trybie TX (około 0,2 s) ustawia się dobierając rezystor R 112 i kondensator C170. Następnie transceiver dostraja się do stacji głośno słyszalnej (z podłączoną głowicą BA1) i stosuje się rezystor strojenia R126, aby zapewnić, że system VOX nie będzie działał z tego sygnału.

Miernik SWR reguluje się w trybie konfiguracji (naciśnięcie przycisku SB7 „Setup”) przy podłączonej atrapie anteny. Przełączając transceiver na zakres 14 MHz, wyreguluj kondensatory C63 (patrz rys. 4) i C158, C159 (patrz rys. 3) aż do uzyskania maksymalnego sygnału na wyjściu, a następnie użyj rezystora dostrajającego R86 (patrz rys. 2 ), aby ustawić strzałkę urządzenia RA1 (patrz rys. 1) na ostatnim znaczniku skali. Jeśli nie można tego osiągnąć, wybierany jest rezystor R127 (patrz ryc. 13). Następnie miernik SWR przełącza się w tryb pomiaru fali odbitej (wciśnięty jest mikroprzełącznik SA2) i za pomocą kondensatora C145 (patrz ryc. 2) osiągane są zerowe odczyty urządzenia. Możliwe, że w celu uzyskania wskazanych wyników konieczna będzie zamiana przewodów uzwojenia transformatora RF T5.

Następnie wnioski 40 i 41 są zamieniane i w ten sam sposób osiągają zerowe odczyty urządzenia RA1 za pomocą kondensatora trymera C142, po czym wnioski wracają do pierwotnego położenia.

SWR podajnika prawdziwej anteny mierzy się w następujący sposób. Ustawiając przełącznik SA2 w pozycji odpowiadającej pomiarowi fali bezpośredniej, włącz transceiver w trybie konfiguracji (wciśnij przycisk SB7) i użyj rezystora zmiennego R201 „DSB” (patrz rys. 1) ustaw strzałkę PA1 do ostatniego znaku skali (odczyt ten przyjmuje się jako 100 %). Następnie SA2 przesuwa się do pozycji pomiaru fali odbitej i pobierane są odczyty przyrządu A (również w jednostkach względnych). SWR określa się wzorem SWR \u100d (100 + A) / (2 - A). Więcej szczegółów na temat konfiguracji takiego miernika SWR można znaleźć w [XNUMX].

Podczas ustanawiania modułu zabezpieczającego wzmacniacz mocy rezystancja równoważnika anteny zmienia się tak, że SWR staje się równy 3. Rezystor dostrajający R86 (patrz rys. 2) służy do zamykania wzmacniacza. Jeśli nie można tego zrobić, wybiera się rezystory R88, R90 i diodę Zenera VD33 (ryc. 3) z innym napięciem stabilizacyjnym. Działanie jednostki zabezpieczającej sprawdza się poprzez krótkie wyłączenie anteny podczas nadawania przez transceiver - wzmacniacz mocy musi być zamknięty.

Do pracy w powietrzu opisywany transceiver można skonfigurować w dowolnym trybie (RX lub TX). Jeśli w trybie odbioru jest dostrojony do maksymalnego odczytu miernika S dla działającej stacji radiowej, nie trzeba go konfigurować w trybie konfiguracji nadajnika (przy wciśniętym przycisku SB7). I odwrotnie, jeśli urządzenie jest skonfigurowane w tym trybie, jest również skonfigurowane do odbioru.

literatura

1. Krinitsky V. Skala cyfrowa - miernik częstotliwości. w sobotę Najlepsze projekty 31. i 32. wystawy krótkofalarstwa. - M.: DOSAAF, 1989.
2. Lapovok Ya S. Buduję stację radiową KB. - M.: Patriota, 1992.

Autor: V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Kazachstan

Zobacz inne artykuły Sekcja Cywilna łączność radiowa.

Czytaj i pisz przydatne komentarze do tego artykułu.

<< Wstecz

<< Wstecz

Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:

Pułapka powietrzna na owady 01.05.2024

Rolnictwo jest jednym z kluczowych sektorów gospodarki, a zwalczanie szkodników stanowi integralną część tego procesu. Zespół naukowców z Indyjskiej Rady Badań Rolniczych i Centralnego Instytutu Badań nad Ziemniakami (ICAR-CPRI) w Shimla wymyślił innowacyjne rozwiązanie tego problemu – napędzaną wiatrem pułapkę powietrzną na owady. Urządzenie to eliminuje niedociągnięcia tradycyjnych metod zwalczania szkodników, dostarczając dane dotyczące populacji owadów w czasie rzeczywistym. Pułapka zasilana jest w całości energią wiatru, co czyni ją rozwiązaniem przyjaznym dla środowiska i niewymagającym zasilania. Jego unikalna konstrukcja umożliwia monitorowanie zarówno szkodliwych, jak i pożytecznych owadów, zapewniając pełny przegląd populacji na każdym obszarze rolniczym. „Oceniając docelowe szkodniki we właściwym czasie, możemy podjąć niezbędne środki w celu zwalczania zarówno szkodników, jak i chorób” – mówi Kapil ... >>

Zagrożenie śmieciami kosmicznymi dla ziemskiego pola magnetycznego 01.05.2024

Coraz częściej słyszymy o wzroście ilości śmieci kosmicznych otaczających naszą planetę. Jednak do tego problemu przyczyniają się nie tylko aktywne satelity i statki kosmiczne, ale także pozostałości po starych misjach. Rosnąca liczba satelitów wystrzeliwanych przez firmy takie jak SpaceX stwarza nie tylko szanse dla rozwoju Internetu, ale także poważne zagrożenia dla bezpieczeństwa kosmicznego. Eksperci zwracają obecnie uwagę na potencjalne konsekwencje dla ziemskiego pola magnetycznego. Dr Jonathan McDowell z Harvard-Smithsonian Center for Astrophysics podkreśla, że ​​firmy szybko wdrażają konstelacje satelitów, a liczba satelitów może wzrosnąć do 100 000 w następnej dekadzie. Szybki rozwój tych kosmicznych armad satelitów może prowadzić do skażenia środowiska plazmowego Ziemi niebezpiecznymi śmieciami i zagrożenia dla stabilności magnetosfery. Metalowe odłamki ze zużytych rakiet mogą zakłócać jonosferę i magnetosferę. Oba te systemy odgrywają kluczową rolę w ochronie i utrzymaniu atmosfery ... >>

Zestalanie substancji sypkich 30.04.2024

W świecie nauki istnieje wiele tajemnic, a jedną z nich jest dziwne zachowanie materiałów sypkich. Mogą zachowywać się jak ciało stałe, ale nagle zamieniają się w płynącą ciecz. Zjawisko to przyciągnęło uwagę wielu badaczy i być może w końcu jesteśmy coraz bliżej rozwiązania tej zagadki. Wyobraź sobie piasek w klepsydrze. Zwykle przepływa swobodnie, ale w niektórych przypadkach jego cząsteczki zaczynają się zatykać, zamieniając się z cieczy w ciało stałe. To przejście ma ważne implikacje dla wielu dziedzin, od produkcji leków po budownictwo. Naukowcy z USA podjęli próbę opisania tego zjawiska i zbliżenia się do jego zrozumienia. W badaniu naukowcy przeprowadzili symulacje w laboratorium, wykorzystując dane z worków z kulkami polistyrenowymi. Odkryli, że wibracje w tych zbiorach mają określone częstotliwości, co oznacza, że ​​tylko określone rodzaje wibracji mogą przemieszczać się przez materiał. Otrzymane ... >>

Przypadkowe wiadomości z Archiwum Mężczyźni i kobiety widzą inaczej 17.09.2012 Grupa badaczy z City University of New York opublikowała raport w internetowym czasopiśmie o otwartym dostępie Biology of Sex Differences, w którym zgodnie z wynikami ich nowego badania, mężczyźni i kobiety widzą pewne obiekty inaczej, ponieważ ich mózg przetwarza procesy optyczne. informacje różnią się. Naukowcy twierdzą, że kobiety lepiej rozróżniają kolory, podczas gdy oczy mężczyzn są bardziej wrażliwe na drobne szczegóły i szybko zmieniające się bodźce. Właściwie należało się tego spodziewać, ponieważ ludzie w korze mózgowej, zwłaszcza w jej centrum wzrokowym, zawierają duże ilości androgenów – receptorów męskich hormonów płciowych – które w okresie rozwoju embrionalnego biorą udział m.in. tworzenie neuronów. Okazuje się więc, że mózg mężczyzny zawiera o 25% więcej neuronów niż mózg kobiety. Naukowcy postanowili sprawdzić, do czego to prowadzi w zakresie percepcji wzrokowej i w tym celu zbadali dużą grupę mężczyzn i kobiet w wieku 16 lat i więcej. Jedynym wymogiem, jaki stawiali ochotnikom, była normalna percepcja kolorów i doskonałe widzenie (jeden) (dopuszczalna korekcja za pomocą okularów lub soczewek optycznych). Na początek ochotnikom pokazano kolorowe obrazki i poproszono o zidentyfikowanie kolorów. Okazało się, że postrzeganie kolorów przez mężczyzn jest nieco przesunięte w porównaniu z kobietami - aby nazwać ten sam kolor co kobiety, musieli nieco zwiększyć jego długość fali. Mężczyzna gorzej też radził sobie z rozróżnianiem kolorów w centrum widma optycznego. Co więcej, obrazy stały się bardziej skomplikowane - naukowcy zaczęli sprawdzać kontrast widzenia, prezentując badanym zestawy ciemnych i jasnych pasów, które są bliżej siebie, potem dalej i dodatkowo zmieniają kolor podczas oglądania. Badani mieli trudności z rozróżnieniem tych pasm i zmianą ich koloru, jeśli znajdowały się zbyt blisko siebie, ale przewaga w tym przypadku była dla mężczyzn – zrobili to lepiej niż kobiety i wyraźniej uchwyciły moment zmiany koloru. Tak więc stan układu wzrokowego zależy od płci w taki sam sposób, jak układy słuchu i węchu. Profesor Israel Abramov, który prowadził to badanie, uważa, że ​​poziom testosteronu podczas rozwoju embrionalnego odgrywa główną rolę w różnicach wizualnych.

Inne ciekawe wiadomości:

▪ Neuroimplant - wzmacniacz pamięci

▪ Używane maski medyczne do budowy dróg

▪ Komputer krępuje wyobraźnię projektanta

▪ Stężenie węgla w powietrzu osiągnęło rekordowo wysoki poziom

▪ Zestaw słuchawkowy Thermaltake RIING Pro RGB 7.1

Wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika

Ciekawe materiały z bezpłatnej biblioteki technicznej:

▪ sekcja serwisu Parametry komponentów radiowych. Wybór artykułów

▪ artykuł Co za blok, co za doświadczony człowiek! Popularne wyrażenie

▪ artykuł Do jakiej decyzji skłonił angielskiego poetę moneta, która wpadła krawędzią do błota? Szczegółowa odpowiedź

▪ artykuł Perpetualna maszyna ruchu na wiecznej zmarzlinie. Laboratorium naukowe dla dzieci

▪ artykuł Podstawy prac elektrycznych. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

▪ artykuł Przenośny tester akumulatorów radiowych. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

Zostaw swój komentarz do tego artykułu:

Wszystkie języki tej strony

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn

www.diagram.com.ua
2000-2024