|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Zagadnienia projektowania wzmacniaczy ze wspólnym OOS. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Tranzystorowe wzmacniacze mocy Ostatnio nastąpił kolejny przypływ dyskusji na temat, który można warunkowo nazwać „za” lub „przeciw” negatywnemu sprzężeniu zwrotnemu we wzmacniaczach. Niestety dyskusje te rzadko zawierają jakiekolwiek racjonalne argumenty, wykazując przy tym wyraźny brak wiedzy na temat „drobiazgów” pracy i projektowania systemów z FOS. Sytuację komplikuje fakt, że w większości przypadków urządzenia są przytaczane jako uzasadnienie sprzeciwu wobec wykorzystania informacji zwrotnej, które w rzeczywistości okazują się przykładem niepiśmiennego lub nieudanego jej wykorzystania. A potem, w najgorszych tradycjach logiki szkolnej, wyciąga się wniosek: „opinie są złe!”. Jednocześnie przykłady prawidłowego wykorzystania FOS wydają się być coraz rzadsze i to najprawdopodobniej ze względu na praktycznie brak współczesnej literatury na ten temat. Dlatego wydaje nam się szczególnie celowe opublikowanie kilku materiałów poświęconych mało znanym cechom konstrukcji wysokoliniowych wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym. Przypomnijmy, że głównym powodem wynalezienia przez Harolda Blacka w 1927 r. wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym była właśnie potrzeba zwiększenia liniowości wzmacniaczy stosowanych w wielokanałowych systemach komunikacji telefonicznej za pomocą jednej pary przewodów. Problem polegał na tym, że wymagania dotyczące liniowości tych wzmacniaczy bardzo gwałtownie rosną wraz ze wzrostem liczby kanałów. Są ku temu dwa powody. Po pierwsze, liczba możliwych produktów intermodulacji, które powodują zakłócenia, rośnie szybko (w przybliżeniu kwadratowo) wraz z liczbą kanałów i jest bardzo wrażliwa na rząd nieliniowości, rosnąc silniowo wraz z jego wzrostem (dlatego krótkie widmo harmoniczne jest obowiązkowe wymagania dla takich wzmacniaczy). Drugim powodem jest to, że wraz ze wzrostem szerokości pasma sygnału rosną również straty w kablach, dlatego wzmacniacze należy ustawiać w mniejszej odległości (i mocniej dopasowywać ich pasmo przenoszenia), a na trasie o długości 2500 km ich liczba wzrasta do trzy tysiące. Ponieważ produkty zniekształceń w linii komunikacyjnej są sumowane, wymagania dla każdego wzmacniacza są odpowiednio bardziej rygorystyczne. Aby było jasne, jak wysoka jest klasa tego sprzętu, zauważamy, że wzmacniacze dla systemów z 10800 kanałami mają poziom zniekształceń intermodulacyjnych trzeciego rzędu na końcu pasma przepustowego (60 MHz) nie większy niż -120...- 126 dB i wartość tonu różnicowego nie większą niż - 130...-135 dB. Zniekształcenia intermodulacyjne wyższego rzędu są jeszcze mniejsze. Pasmo przenoszenia toru zawierającego od dwóch do trzech tysięcy (!) wzmacniaczy w okresie jego użytkowania (około 30 lat całodobowej pracy) zmienia się nie więcej niż o kilka decybeli, głównie na skutek starzenia się kabla. Jak na standardy konwencjonalnego sprzętu jest to fantastyczne, ale w rzeczywistości jest to tylko wynik kompetentnego wykorzystania OOS Problem zwiększenia liniowości wzmacniaczy X. Black pracuje w Bell Labs od 1921 roku. To on opracował prawie wszystkie znane metody kompensacji zniekształceń, w szczególności korekcję zniekształceń przez tzw. połączenie bezpośrednie, a także zniekształcenia. kompensacja poprzez sumowanie zniekształconego sygnału wyjściowego z izolowanym sygnałem zniekształceń przeciwfazowych. Te środki oczywiście przyniosły skutek, ale nie wystarczyły. Kardynalnym rozwiązaniem problemu liniowości było wynalezienie wzmacniaczy z ujemnym sprzężeniem zwrotnym i, co najważniejsze, ich prawidłowe wdrożenie w praktyce, co było niemożliwe bez stworzenia odpowiedniej teorii (nie ma nic bardziej praktycznego niż dobra teoria!). pierwszy krok w konstruowaniu teorii wykonał Harry Nyquist, który odkrył, że jest ona nadal stosowana, metodę określania stabilności jeszcze przed zamknięciem pętli sprzężenia zwrotnego środowiska w oparciu o rodzaj odpowiedzi częstotliwościowej i charakterystykę fazową systemu z otwartą pętlą (Nyquist hodograf). Jednak nie wszystko jest takie proste. Pomimo prostoty i pozornej oczywistości zasady działania OOS, aby faktycznie uzyskać korzyści, jakie można osiągnąć przy jego zastosowaniu, konieczne było stworzenie bardzo rozbudowanej teorii sprzężenia zwrotnego, która bynajmniej nie ograniczała się do zapewnienia stabilności (brak generacji); Jego budowę praktycznie ukończył wybitny amerykański matematyk holenderskiego pochodzenia Hendrik Wade Bode dopiero w 1945 roku [1]. Aby uświadomić prawdziwą złożoność problemów, zauważmy, że nawet pierwszy patent Blacka na wzmacniacz z OOS, który nie opisuje wszystkich problemów, ma objętość małej książeczki – liczy 87 stron. Nawiasem mówiąc, w sumie X. Black otrzymał 347 patentów, z czego znaczna część dotyczy konkretnie realizacji wzmacniaczy z OOS. W porównaniu z takim ogromem pracy wszystkie twierdzenia współczesnych „wywrotowców”, którzy nie stworzyli niczego nawet na zbliżonym poziomie, a często nawet nigdy nie czytali (ani nie rozumieli) dzieł Blacka, Nyquista i Bode, wyglądają co najmniej zbyt pewny siebie. Zatem nie chodzi o to, aby używać OOS (w rzeczywistości ono istnieje zawsze, tylko nie zawsze w formie jawnej), ale o to, aby użycie to było kompetentne i przynosiło pożądany rezultat. Na które więc z „nieopisanych w podręcznikach” należy zwrócić uwagę przy projektowaniu i ocenie konstrukcji obwodów wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym? Najpierw przypominamy, że we wzorze na współczynnik przenoszenia (funkcja przenoszenia) układu sprzężenia zwrotnego H(s) = K(s)/[1+β(s)K(s)] pojawiają się liczby i funkcje zespolone, a mianowicie:
Aby uzyskać prawidłowe wyniki, obliczenia należy przeprowadzić zgodnie z zasadami arytmetyki liczb zespolonych [2], o których często zapominają nawet autorzy podręczników. Na przykład, przy kącie fazowym wzmocnienia pętlowego bliskim ±90°, ±270°, nieliniowości amplitudy oryginalnego wzmacniacza są prawie całkowicie przekształcane w fazy (tj. w pasożytniczą modulację fazy, aczkolwiek osłabioną przez |pK| razy). W tym przypadku pasożytnicza modulacja amplitudy praktycznie zanika, a uzyskane wyniki pomiarów zniekształceń intermodulacyjnych mogą być o 20...30 dB bardziej optymistyczne niż to, co faktycznie pokaże analizator widma (i słuch w przypadku UMZCH). Niestety, dokładnie tak jest w przypadku większości wzmacniaczy operacyjnych i wielu UMZCH. Dobrym przykładem jest wzmacniacz z prądowym sprzężeniem zwrotnym opisany przez Marka Alexandra [3]. Rzeczywisty poziom zniekształceń intermodulacyjnych (w skrócie IMD) tego wzmacniacza na sygnale dwutonowym o częstotliwościach 14 i 15 kHz według analizatora widma wynosi około 0,01%, co jest zgodne z wykresem harmonicznych zniekształcenia w stosunku do częstotliwości (około 0,007% przy częstotliwości 15 kHz). Jeśli zniekształcenia intermodulacyjne tego wzmacniacza są mierzone standardową metodą (tylko modulacja amplitudy), to wynikowe wartości IMD będą znacznie niższe. Przy częstotliwości 7 kHz otrzymujemy tylko znikome 0,0002%, a przy 15 kHz około 0,0015%, czyli znacznie mniej niż rzeczywiste wartości(odpowiednio około 0,005 i 0,01%). O tym efekcie wspomniał również mimochodem Matti Otala [4]. Następny punkt Ważne jest, aby zrozumieć, że OOS nie może zmniejszyć wartości bezwzględnej produktów zniekształceń i szumu wprowadzanych na wejście w porównaniu z sytuacją, gdy pętla OOS jest otwarta, a poziomy sygnału wyjściowego są takie same w obu przypadkach. Przy wystarczająco wysokich częstotliwościach wzmocnienie dowolnego wzmacniacza spada; w rezultacie wzrasta sygnał różnicowy we wzmacniaczu z ujemnym sprzężeniem zwrotnym. Dlatego w obszarze wyższych częstotliwości stopień wejściowy i kolejne stopnie nieuchronnie zaczną wykazywać nieliniowość, ponieważ wzrost sygnału różnicowego we wzmacniaczu z OOS może spowodować prawie dwukrotność wartości wejściowej [5] z powodu przesunięcia fazowego . Należy również pamiętać, że przy zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego produkty zniekształceń, zwłaszcza wyższego rzędu, takie jak „zęby” przełączania ramion stopnia wyjściowego, są podobne do sygnałów wejściowych o wysokiej częstotliwości i wejściowego filtra dolnoprzepustowego nie mogę tu pomóc. Dlatego, aby zapobiec katastrofalnemu rozszerzeniu widma zniekształceń intermodulacyjnych przy wprowadzaniu ujemnego sprzężenia zwrotnego, niezwykle pożądane jest zapewnienie szybszego zaniku obwiedni widma produktów zniekształceń bez ujemnego sprzężenia zwrotnego niż szybkość zaniku pętli osiągać. Niestety, warunek ten jest nie tylko mało znany (Bode jedynie na to wskazuje, uznając go za oczywisty), ale też niezwykle rzadko jest spełniony. Z tego samego powodu korekcja częstotliwości wprowadzona dla stabilności nie powinna prowadzić do pogorszenia liniowości wzmacniacza w całym zakresie częstotliwości aż do częstotliwości wzmocnienia jedności, a nawet nieco wyższej. Najbardziej oczywistym sposobem osiągnięcia tego celu jest przeprowadzenie korekcji w taki sposób, aby bezpośrednio zmniejszyć wielkość sygnału wejściowego, tak jak to zrobiono w słynnym wzmacniaczu M. Otali (rys. 1). Należy zauważyć, że „wygaszenie” sygnału różnicowego na wejściu przez zastosowany tutaj łańcuch R6C1 ostatecznie daje znacznie lepszy wynik niż szablonowy układ korekcji częstotliwości typu wzmacniacz operacyjny, pomimo obecności w obwodach emitera różnicowych kaskad wymuszenia kondensatory C2, C4 C6, które znacznie zwiększają nieliniowość dynamiczną.
Powyższe wyjaśnia celowość dużego marginesu liniowości w stadiach poprzedzających te, w których powstaje główny zanik odpowiedzi częstotliwościowej - we wzmacniaczach ze sprzężeniem zwrotnym jest to konieczne przede wszystkim w celu zapobieżenia znacznemu poszerzeniu spektrum produktów zniekształceń . Aby zwiększyć liniowość stopni wejściowych, często zaleca się stosowanie w nich tranzystorów polowych, jednak zalecenie to ma sens tylko w przypadku stosowania dyskretnych tranzystorów polowych o wysokim napięciu odcięcia (ponad 5 V ) i ustawienie odpowiedniego trybu (około połowy prądu początkowego, jednak wzmocnienie takiego stopnia jest niewielkie). Stopnie wzmacniacza oparte na tranzystorach bipolarnych, z wprowadzeniem lokalnego sprzężenia zwrotnego, zapewniające taką samą efektywną transkonduktancję i pracujące na tym samym prądzie, co kaskady oparte na tranzystorach polowych, zawsze zapewniają znacznie lepszą liniowość, szczególnie przy wysokich częstotliwościach, dzięki lepszemu współczynnikowi pojemności przelotowej do transkonduktancji [6 ]. Zastosowanie standardowych wzmacniaczy operacyjnych z wejściem „polowym”, w których tranzystory wejściowe, aby uzyskać stabilność termiczną, pracują w trybie odległym od wartości odcięcia o około 0,6...0,7 V, daje zysk na liniowości dopiero w porównaniu ze stopniem różnicowym na tranzystorach bipolarnych, w których rezystory emitera spadają nie więcej niż 0,1...0,2 V. W szybkich wzmacniaczach operacyjnych z wejściem „bipolarnym” spadek napięcia na rezystorach emitera jest zwykle nie mniejszy niż 300...500 mV, zatem liniowość ich stopni wejściowych jest większa, a pojemność wejściowa mniejsza. Z tych powodów wysoce liniowe, szybkie wzmacniacze operacyjne z efektem polowym (takie jak OPA655 i AD843) są zwykle budowane jako kombinacja bipolarnych stopni tranzystorowych z wtórnikami przepływu wejściowego. Aby zwiększyć liniowość stopni wejściowych, najskuteczniej jest zastosować lokalne sprzężenie zwrotne zależne od częstotliwości, które jednocześnie zapewnia niezbędny spadek odpowiedzi częstotliwościowej i wzrost liniowości (na przykład z cewkami indukcyjnymi w obwodach emiterowych stopni wejściowych [7]). Lokalna ochrona środowiska zależna od częstotliwości zmniejsza utratę głębokości ogólnej ochrony środowiska w paśmie częstotliwości roboczej; ma zastosowanie zarówno w stopniach wzmocnienia napięcia (na przykład w wzmacniaczach operacyjnych LM101, LM318, NE5534 [8]), jak i w stopniach wyjściowych (na przykład w wzmacniaczach operacyjnych OR275, LM12 oraz w mikroukładach UMZCH TDA729x i LM3876 / 3886 ). Dlatego przy konstruowaniu wzmacniacza ze sprzężeniem zwrotnym należy zadbać o akceptowalną (przynajmniej nie gorszą niż kilka procent) liniowość i lepszą stabilność charakterystyk bez sprzężenia zwrotnego właśnie w zakresie częstotliwości, w którym wzmocnienie pętli jest niewielkie, a nie przy niskich częstotliwościach. , gdzie wzmocnienie pętli jest wysokie. Szereg środków poprawiających liniowość przy niskich i średnich częstotliwościach (na przykład wprowadzenie tak zwanego łącza śledzącego we wzmacniaczu kaskadowym) prowadzi jednocześnie do pogorszenia stabilności charakterystyk i (lub) spadku w liniowości na HF. Dlatego ich wprowadzenie do wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym jest niepraktyczne. W przypadku stosowania lokalnych OOS, aby uzyskać dobre wyniki, należy zoptymalizować ich charakterystyki częstotliwościowe, ponieważ każda z nich nie tylko zwiększa liniowość danej kaskady, ale także zmniejsza wzmocnienie pętli w ogólnym obwodzie OOS. Jest to zadanie nietrywialne, nie da się go wykonać bez bardzo dokładnego modelowania komputerowego i optymalizacji. Z zasady pierwszego przybliżenia można przyjąć, że wariant bliski optymalnemu to taki, w którym udział wszystkich stopni w powstałych zniekształceniach wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym (z zamkniętą pętlą sprzężenia zwrotnego!) jest w przybliżeniu taki sam. Co więcej, w przypadku wzmacniaczy z ogólnym sprzężeniem zwrotnym, krytyczny jest brak błędów dynamicznego śledzenia w pętli sprzężenia zwrotnego. Oznacza to, że nieliniowość dynamiczna jest niedopuszczalna, prowadząc do gwałtownych zmian charakterystyki, na przykład z powodu zablokowania lub nasycenia (quasi-nasycenia) tranzystorów lub z powodu pojawienia się prądów sieciowych w lampach, gdy sygnał jest dostarczany przez kondensator izolujący. Jeżeli z jakiegoś powodu nie można wykluczyć takich zjawisk, należy podjąć działania w celu wyrównania ich wpływu w obszarach częstotliwości, w których wzmocnienie pętli jest małe (szczególnie w obszarze częstotliwości wzmocnienia jedności), wykorzystując na przykład lokalny OOS. Doskonałym przykładem jest stopień wyjściowy przeciwsobny NE5534 [8] wykorzystujący tranzystory o tej samej strukturze przewodności. Wydawać by się mogło, że kaskada jest bardzo nieliniowa: górne ramię to wtórnik emitera, dolne ramię to tranzystor ze wspólnym emiterem.Jednak we wzmacniaczu operacyjnym, ze względu na wzrost głębokości lokalnego sprzężenia zwrotnego wraz z częstotliwością , nie ma śladów kroków” (oczywiście pod warunkiem prawidłowego ułożenia płytki). Dlatego głównym źródłem zniekształceń w tym wzmacniaczu najczęściej okazuje się właśnie przeciążenie stopnia wejściowego, które nie zawiera ( w celu zminimalizowania szumu) rezystory emiterowe! Tak czy inaczej, nie ma wzrostu zniekształceń w paśmie częstotliwości audio tego wzmacniacza operacyjnego, nawet przy wzmocnieniu z OOS wynoszącym 40 dB (p = 0 01 ), gdy głębokość całkowite sprzężenie zwrotne przy 20 kHz nie przekracza 30 dB. Zniekształcenia nie przekraczają 0,005% (i to przy wahaniach sygnału wyjściowego od wartości szczytowej do wartości 20 V), a ich widmo jest praktycznie ograniczone do trzeciej harmonicznej. podłączenie obciążenia do 500 omów prawie nie ma wpływu na zniekształcenia. Wśród innych wad obwodu znajduje się histereza dynamiczna (tworzona przez większość obwodów przeznaczonych do „płynnego” przełączania ramion stopni wyjściowych przeciwsobnych), a także „centralne odcięcie” - krok występujący przy wysokich częstotliwościach (standardowa choroba mocy wyjściowej stopnie na tranzystorach kompozytowych według schematu Sziklai lub w oparciu o wzmacniacz równoległy). Z punktu widzenia stabilności defekty te są równoznaczne z pojawieniem się dodatkowego przesunięcia fazowego, sięgającego do 80°... 100°. W szereg wzmacniaczy operacyjnych i niektóre modele potężnych wzmacniaczy, aby przezwyciężyć te niedociągnięcia, stosuje się obwody obejściowe elementów nieliniowych wzdłuż RF (wielokanałowy system operacyjny) . Kwestia wyboru rodzaju odpowiedzi częstotliwościowej wzmocnienia pętli jest dość dobrze omówiona w literaturze klasycznej, np. w [1]. Dobór optymalnej liczby stopni wzmocnienia z uwzględnieniem ich względnej szybkości oraz projektowanie systemów z wielokanałowym FOS szczegółowo omówiono w [9], więc poniżej podajemy tylko krótkie informacje. Ponieważ „najwolniejszy” węzeł UMZCH jest najczęściej mocnym stopniem wyjściowym, optymalna liczba kaskad w UMZCH z punktu widzenia liniowości i głębokości sprzężenia zwrotnego jest z pewnością nie mniejsza niż trzy (jak ustalił Bode, przy w przybliżeniu równej prędkości kaskady, wzmacniacz trójstopniowy jest optymalny). W przypadku wykonywania korekcji obwodami z pominięciem kaskad na RF, liczba kaskad jest ograniczona jedynie komplikacją urządzenia. Postulowany przez wielu autorów podział ogólnej pętli sprzężenia zwrotnego na kilka pętli lokalnych, mimo uproszczenia konstrukcji, jest niewłaściwy.Pokrycie „lokalnego” sprzężenia zwrotnego przez więcej niż jedną kaskadę we wzmacniaczu, jak pokazał Bode, prowadzi do utraty potencjalnie osiągalnej liniowości. Na przykład dwie kaskady połączone szeregowo z lokalnym sprzężeniem zwrotnym 30 dB każda będą miały oczywiście gorszą liniowość niż te same dwa stopnie objęte wspólnym sprzężeniem zwrotnym 60 dB w tym samym paśmie częstotliwości. Oczywiście istnieją pewne wyjątki od tej reguły. Zatem, aby utworzyć odpowiedź częstotliwościową wzmocnienia pętlowego, przydatne jest zastosowanie lokalnego OOS zależnego od częstotliwości, gdy w zakresie częstotliwości roboczych wzmacniacza są one praktycznie wyłączone i nie zmniejszają osiągalnej głębokości ogólnego OOS. Innym przykładem jest to, że we wzmacniaczach mikrofalowych wykonanych na elementach dyskretnych, gdy precyzyjne przesunięcie fazowe wprowadzane przez elementy aktywne i obwody pasywne zaczyna przekraczać naturalne, określone zanikiem odpowiedzi częstotliwościowej, osiągalna głębokość całkowitego sprzężenia zwrotnego jest niewielka. W tym przypadku zamiast ogólnego OOS bardziej praktyczne okazuje się użycie łańcuchów przeplatających się lokalnych OOS. Margines stabilności fazowej przy wysokich częstotliwościach dla UMZCH nie powinien być mniejszy niż 20°...25° (niższy jest niepewny) i nieopłacalne jest zwiększanie go do więcej niż 50°...70° (zauważalne straty we wzmocnieniu obszaru, tj. pod względem szybkości i głębokości ochrony środowiska). Aby zwiększyć głębokość sprzężenia zwrotnego w roboczym paśmie częstotliwości, zaleca się wprowadzenie do charakterystyki częstotliwościowej sekcji wzmocnienia pętli o nachyleniu około 2 dB na oktawę. Jeszcze lepiej jest wytworzyć charakterystykę częstotliwościową wzmocnienia pętli takiego jak cięcie Bodego lub stabilną Nyquista (ze zmianą fazy powyżej 180°), jednak ich prawidłowe wykonanie jest dość złożone i dlatego nie zawsze jest uzasadnione. Dlatego UMZCH z charakterystyką częstotliwościową wzmocnienia pętlowego „według Nyquista”, o ile wiadomo, nie są produkowane masowo. Konstrukcje opisane w literaturze mają znaczne ograniczenia operacyjne (w szczególności niedopuszczalność sygnałów o wysokiej częstotliwości wchodzących na wejście, słabe odzyskiwanie po „obcięciu” napięcia wyjściowego). Wyeliminowanie tych ograniczeń jest możliwe, ale kłopotliwe. Innym często pomijanym, bardzo ważnym czynnikiem wykonalności jest projekt kaskad objętych informacją zwrotną. Powinien zapewniać brak pasożytniczych szczytów rezonansowych przy spadku odpowiedzi częstotliwościowej i poza pasmem przepustowym, zmuszając, aby zapewnić stabilność, do sztucznego zmniejszania prędkości wzmacniacza jako całości (patrz przykłady odpowiedzi częstotliwościowej wzmacniaczy z sprzężenie zwrotne w otwartej pętli pokazane na ryc. 2).
Obecność pasożytniczych pików w odpowiedzi częstotliwościowej gwałtownie zmniejsza głębokość sprzężenia zwrotnego, którą można osiągnąć bez samowzbudzenia. Krzywa 1 pokazuje możliwość zapewnienia dużego (10 dB) marginesu stabilności przy częstotliwości wzmocnienia jedności wynoszącej około 2 MHz. Głębokość OOS przy 20 kHz wynosi co najmniej 40 dB. Krzywa 2 ma pasożytniczy pik, którego współczynnik jakości wynosi około 20 (w rzeczywistości może być więcej). Aby zapobiec wzbudzeniu wzmacniacza z takim wzmacniaczem (z marginesem stabilności wynoszącym zaledwie 2...3 dB), wzmocnienie pętli i szerokość pasma roboczego takiego wzmacniacza będą musiały zostać zmniejszone 20-krotnie w porównaniu z krzywą 1, oraz prawdopodobna częstotliwość samowzbudzenia będzie sto razy wyższa niż nominalne częstotliwości wzmocnienia jedności! Podsumowując krótki przegląd, zauważamy, że każdy projekt to zbiór kompromisów, dlatego bardzo ważne jest, aby zastosowane rozwiązania były ze sobą powiązane, a projekt stanowił jedną całość. Na przykład w odniesieniu do UMZCH nie ma szczególnego powodu, aby konkretnie osiągać głębokość sprzężenia zwrotnego powyżej 80...90 dB w paśmie częstotliwości audio, ponieważ głównym źródłem produktów zniekształceń w tym przypadku nie będą już elementy aktywne, ale konstruktywne, na przykład zakłócenia ze stopni wyjściowych typu push-pull. Wiadomo, że w takim przypadku ważniejsze jest staranne opracowanie konstrukcji, jak to miało miejsce w jednym z autorskich projektów [10] czy w zagranicznych wzmacniaczach marek Halcro i Dynamic Precision. literatura
Autor: S. Ageev, Moskwa
Udowodniono istnienie reguły entropii dla splątania kwantowego
09.05.2024 Mini klimatyzator Sony Reon Pocket 5
09.05.2024 Energia z kosmosu dla Starship
08.05.2024
▪ Radioteleskop FAST będzie poszukiwał egzoplanet z polem magnetycznym ▪ Naukowcy nauczyli się wymazywać wspomnienia ▪ pigułki migrenowe powodują migreny ▪ Małpy kochają muzykę bardziej niż filmy ▪ Mikrofon stołowy Yamaha Adecia RM-TT
▪ sekcja serwisu Bezpieczeństwo pracy. Wybór artykułów ▪ Artykuł Morfeusza. Popularne wyrażenie ▪ artykuł Jakie było rzadkie imię żony pisarza Borysa Wasiliewa? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł Węzeł tkacki. Wskazówki turystyczne ▪ artykuł Mikrofon bez ekranów i szumów. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki ▪ artykuł Turbina do domowej kogeneracji. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony