Superliniowy UMZCH z głęboką ochroną środowiska. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Tranzystorowe wzmacniacze mocy

 Komentarze do artykułu

Czy da się stworzyć wzmacniacz z rodzimych komponentów, który z powodzeniem konkurowałby z każdym markowym? Autor opublikowanego artykułu odpowiedział na to pytanie twierdząco. Ponadto w UMZCH zastosował tranzystory bipolarne i wzmacniacze operacyjne.

W domowych komponentach ten ultraliniowy wzmacniacz z głębokim i szerokopasmowym sprzężeniem zwrotnym zapewnia długoterminową moc do 150 watów przy obciążeniu 4 omów. Korzystając z importowanych komponentów, możesz zwiększyć moc w obciążeniu 8 omów do 250 watów. Jest w stanie pracować ze złożonym obciążeniem, posiada zabezpieczenie przed przeciążeniem wejść i wyjść. Zniekształcenia intermodulacyjne UMZCH są tak małe, że autor zmuszony był mierzyć je na częstotliwościach radiowych. Opracowany przez autora projekt i płytka drukowana stanowią próbkę do nauki instalacji „okablowania” urządzeń szerokopasmowych.

Jakiś czas temu wśród audiofilów i radioamatorów zapanowała opinia, że ​​naprawdę wysokiej jakości UMZCH trzeba robić na lampach. Jako uzasadnienie podawano wiele argumentów. Jeśli jednak odrzucimy te całkowicie naciągane, pozostaną tylko dwa. Po pierwsze, zniekształcenia wprowadzane przez wzmacniacz lampowy są przyjemne dla ucha. Po drugie, nieliniowości we wzmacniaczach lampowych są bardziej „gładkie” i wytwarzają znacznie mniej produktów intermodulacyjnych.

Trzeba powiedzieć, że zarówno jedno, jak i drugie potwierdza praktyka. Co więcej, od dawna istnieje nawet specjalne urządzenie do przetwarzania dźwięku - wzbudnica, którego działanie opiera się właśnie na wprowadzeniu zniekształceń parzystego rzędu do części widma o wysokiej częstotliwości. W niektórych przypadkach zastosowanie wzbudnicy pozwala poprawić opracowanie instrumentów i głosów drugiego lub trzeciego planu, aby nadać scenie dźwiękowej dodatkową głębię. Podobny efekt we wzmacniaczu może być przyjemny, czasem nawet użyteczny. Niemniej jednak wprowadzenie „dobrze brzmiących” zniekształceń jest nadal bardziej prerogatywą inżyniera dźwięku niż samego UMZCH. Jeśli chodzi o osiągnięcie wierności odtwarzania dźwięku, z tego punktu widzenia konieczne jest wyeliminowanie zniekształceń wprowadzanych przez wzmacniacze i głośniki. Temat redukcji zniekształceń wprowadzanych przez głośniki był już wcześniej poruszany w artykule [1]. Tutaj skupimy się na „klasycznych” UMZCH o niskiej impedancji wyjściowej, ponieważ są one nadal bardziej uniwersalne niż UMZCH z wyjściem „prądowym”.

Na pierwszy rzut oka może się wydawać, że przy dzisiejszym stanie techniki zaprojektowanie wzmacniacza „przeźroczystego” nie jest wcale trudne, a dyskusja wokół tego problemu jest tylko owocem szumu reklamowego. Po części jest to prawda: jeśli zorganizujesz masową produkcję nienagannego UMZCH, to po pewnym czasie przemysł produkujący te wzmacniacze, moim zdaniem, po prostu pozostanie bez sprzedaży.

Autor tych linii musiał opracowywać precyzyjne wzmacniacze lampowe i tranzystorowe do aparatury pomiarowej, naprawiać i regulować różne urządzenia - w większości produkcji zagranicznej. Oczywiście mierzono parametry i oceniano struktury. I to nie tylko standardowymi (dla sprzętu audio) metodami, ale także bardziej informacyjnymi, w szczególności analizując widmo sygnału wyjściowego za pomocą wielotonowego sygnału wejściowego (w tym przypadku sygnał jest podawany do wzmacniacza wejście, składające się z sumy sinusoid o w przybliżeniu równej amplitudzie z proporcjonalnym do pewnego zbioru względnie pierwszych, tj. liczb bez wspólnych czynników).

Podobna technika jest szeroko stosowana do sterowania wzmacniaczami stosowanymi w technologii komunikacji kablowej na duże odległości, ponieważ wymagania dotyczące „niezanieczyszczania” widma przechodzącego przez nie sygnału są bardzo rygorystyczne (tysiące takich wzmacniaczy są połączone szeregowo w linii komunikacyjnej, a ich zniekształcenia są sumowane). Na przykład wzmacniacze systemu K-10800 mają poziom zniekształceń intermodulacyjnych mniejszy niż -110 dB w paśmie częstotliwości około 60 MHz.

Oczywiste jest, że uzyskanie takich właściwości nie jest łatwe: kwalifikacje twórców takich wzmacniaczy muszą być bardzo wysokie. Niestety, producenci audio wydają się być zadowoleni z mniej wykwalifikowanych projektantów, z możliwym wyjątkiem Ruperta Neve, projektanta konsol do nagrywania dźwięku Neve i Amek. Zaznaczam, że najnowsza konsoleta Nivy (9098i), która spotkała się z entuzjastycznymi ocenami profesjonalistów od nagrań, jest w całości tranzystorowa, a jej wzmacniacze mają bardzo dużą głębię sprzężenia zwrotnego. Warto zauważyć, że kiedyś Neave opracował wiele konsol do lamp, z których większość była uważana za wzorcową.

Mając więc materiał porównawczy i będąc skrupulatnym człowiekiem, autor doszedł do wniosku, że w wielu przypadkach rzeczywista jakość pracy większości półprzewodników, a nawet lamp UMZCH, okazuje się dużo gorsza niż wynika to z wyników pomiarów za pomocą standardowe metody dla sprzętu audio. Wiadomo, że wiele z nich zostało adoptowanych pod presją okoliczności handlowych i są bardzo dalekie od realiów życia.

Dobrym przykładem jest lista wymagań dla metody pomiaru szumów przedstawiona przez R. Dolby'ego w artykule opisującym zaproponowaną przez niego metodologię CCIR/ARM2K. Drugą pozycją na tej liście jest „… akceptowalność komercyjna: żaden producent nie zastosuje nowej techniki, jeśli wartości uzyskane z pomiaru są gorsze niż przy użyciu istniejących…”. Zaproponowana przez R. Dolby'ego zamiana miernika szczytowego na miernik wartości średniej wyprostowanej poprawiła parametry o około 6 dB, a dwukrotne zmniejszenie wzmocnienia filtra ważącego doprowadziło do całkowitego „wzmocnienia” 12 dB. Nic dziwnego, że technika ta została ciepło przyjęta przez wielu producentów.

Podobny „sztuczka” często robi się przy pomiarze zniekształceń nieliniowych: wpis w paszporcie wzmacniacza – „0,005% THD w zakresie częstotliwości 20 Hz – 20 kHz” najczęściej oznacza jedynie, że harmoniczne sygnału o częstotliwości 1 kHz mieszczący się we wspomnianym paśmie nie powinien przekraczać podanej wartości, ale nie mówi nic o zniekształceniach przy częstotliwości powiedzmy 15 kHz. Niektórzy producenci uważają, że podłączenie obciążenia do wzmacniacza podczas pomiaru zniekształceń jest całkowicie opcjonalne, podczas gdy w paszporcie wskazują drobnym drukiem: „... przy napięciu wyjściowym odpowiadającym mocy XX watów przy obciążeniu 4 omów ...”.

Nierzadko zdarza się też, że wzmacniacz o specyfikacji „poniżej 0,01% THD” przy częstotliwości 1 kHz, pracujący pod prawdziwym obciążeniem (z kablami i głośnikami), wykazuje zniekształcenia intermodulacyjne zgodnie z bardzo łagodnym standardem SMPTE ( Dwa sygnały sinusoidalne o częstotliwościach 60 Hz i 7 kHz, stosunek ich amplitud wynosi 4:1, a wynikiem pomiaru jest względna wartość modulacji amplitudy sygnału wysokoczęstotliwościowego – niskoczęstotliwościowego). na poziomie 0,4...1%, a czasem więcej. Innymi słowy, zniekształcenia intermodulacyjne już przy umiarkowanie wysokich częstotliwościach podczas pracy z rzeczywistym obciążeniem są znacznie większe niż notoryczny współczynnik harmoniczny. Podobne zjawisko jest również charakterystyczne dla wielu lamp UMZCH objętych napięciowym sprzężeniem zwrotnym.

Analizując widmo sygnału wielotonowego wzmacnianego przez taki wzmacniacz, można znaleźć wiele elementów kombinacyjnych. Ich liczba i całkowita moc wraz ze wzrostem liczby składowych sygnału wejściowego rosną prawie zgodnie z prawem silni, czyli bardzo szybko. Podczas odtwarzania muzyki ze słuchu jest to postrzegane jako „brudny”, „nieprzezroczysty” dźwięk, powszechnie określany jako „tranzystorowy”. Ponadto zależność poziomu zniekształceń od poziomu sygnału nie zawsze jest monotonna. Zdarza się, że gdy poziom sygnału użytecznego maleje, moc produktów zniekształceń nie maleje.

Oczywiste jest, że w takich urządzeniach paszportowy zestaw charakterystyk wzmacniacza (współczynnik harmoniczny, pasmo częstotliwości) nie wskazuje na nic innego niż zaradność producenta. W rezultacie zwykły konsument często znajduje się w stanie bycia kupującym „świnią w worku”, ponieważ w jakiś sposób nie słucha normalnie (dla kontrastu) przed zakupem. Oczywiście nie wszystko jest takie ponure – pod względem kolorystyki koperty, wymiarów i wagi niemal wszystkie ceniące sobie markę firmy zachowują się bez zarzutu.

Nie oznacza to bynajmniej, że na rynku nie ma w ogóle godnych uwagi UMZCH - jest ich mało, ale są. Ze wszystkich wzmacniaczy przemysłowych, z którymi autor miał okazję pracować, stara „Yamaha M-2” wydawała się najbardziej „dokładna” (w Japonii czegoś takiego się teraz nie robi). Jego cena jest jednak znaczna, a do tego nie jest przystosowana do obciążenia 4 omów, ponadto tranzystory wyjściowe w nim pracują niezgodnie z wymaganiami specyfikacji technicznej. Z amatorskich bardzo dobre wrażenie pozostawił wzmacniacz A. Wituszkina i W. Telesnina [2]. Działa wyraźnie lepiej („transparentnie”) niż UMZCH VV [3]. Kolejnym dobrym wzmacniaczem jest M. Alexander z firmy PMI [4].

Niemniej jednak wszystkie te wzmacniacze nie do końca realizują możliwości bazy elementów w zakresie rzeczywistego poziomu zniekształceń, szybkości i odtwarzalności. Z tych względów, a także ze względu na prestiż inżynierski, autor niniejszego artykułu wolał opracować własną wersję UMZCH, która odzwierciedlałaby realne możliwości bazy elementarnej (w tym dostępnej w Rosji i krajach WNP) i zapewniałaby być łatwe do powtórzenia. W tym samym czasie powstała również wersja „komercyjna” z wykorzystaniem importowanej bazy elementów – o jeszcze większych możliwościach i większej mocy wyjściowej.

Głównym celem rozwoju było nie tyle osiągnięcie wysokich „paszportowych” parametrów, co zapewnienie jak najwyższej jakości w rzeczywistych warunkach eksploatacji. Wyjątkowe wartości parametrów uzyskano automatycznie w wyniku optymalizacji obwodów i konstrukcji.

Główną cechą proponowanego UMZCH jest łączność szerokopasmowa uzyskana dzięki licznym obwodom i środkom projektowym. Umożliwiło to uzyskanie częstotliwości wzmocnienia jedności w pętli OOS około 6 ... 7 MHz, co jest o rząd wielkości wyższe niż w większości innych konstrukcji UMZCH. W rezultacie osiągalna głębokość FOS w całym paśmie częstotliwości audio wynosi ponad 85 dB (przy częstotliwości 25 kHz), przy częstotliwości 100 kHz głębokość FOS wynosi 58 dB, a przy częstotliwości 500 kHz - 30 dB . Pełne pasmo mocy przekracza 600kHz (ze zniekształceniami rzędu 1%). Poniżej znajdują się główne cechy UMZCH (podczas pomiaru zniekształceń i szybkości narastania filtr wejściowy i miękki ogranicznik są wyłączone).

Wzmacniacz (ryc. 1) składa się z następujących elementów: wejściowego filtra dolnoprzepustowego drugiego rzędu o częstotliwości odcięcia 48 kHz, „miękkiego” ogranicznika poziomu sygnału, samego wzmacniacza mocy, wyjściowego obwodu LRC oraz jako kaskady do automatycznego równoważenia DC i kompensacji rezystancji przewodów (czteroprzewodowy schemat połączeń obciążenia). Dodatkowo w punkcie sumowania UMZCH przewidziano pomocniczy wzmacniacz sygnału. Pojawienie się zauważalnego napięcia na wejściu odwracającym wzmacniacza, objęte równoległym sprzężeniem zwrotnym, wskazuje na naruszenie śledzenia w pętli sprzężenia zwrotnego, a tym samym na zniekształcenie, niezależnie od przyczyny, z której mogą być spowodowane. Ten dodatkowy wzmacniacz wzmacnia sygnał zniekształceń do poziomu niezbędnego do działania wskaźnika zniekształceń.

W torze sygnałowym wzmacniacza zastosowano rzadko stosowane w sprzęcie audio wzmacniacze operacyjne KR140UD1101, które mimo wieku rozwoju (Bob Dobkin opracował swój prototyp LM118/218/318 jeszcze na początku lat 70-tych) posiadają unikalną kombinację cechy. Tak więc przeciążalność różnicowego sygnału wejściowego dla K(R) 140UD11 (01) jest 40 razy lepsza niż dla tradycyjnych „dźwiękowych” wzmacniaczy operacyjnych. Jednocześnie ma doskonałą prędkość narastania i wzmocnienie na pasmo (50x106 Hz przy 100 kHz). Ponadto ten wzmacniacz operacyjny bardzo szybko regeneruje się po przeciążeniu, a jego stopień wyjściowy pracuje z dużym prądem spoczynkowym i ma wysoką liniowość nawet przed pokryciem sprzężenia zwrotnego. Jego jedyną wadą jest to, że gęstość widmowa szumu EMF tego wzmacniacza operacyjnego jest około cztery razy wyższa niż średnia dla urządzeń o niskim poziomie szumów. W UMZCH nie ma to jednak większego znaczenia, ponieważ maksymalny stosunek sygnału do szumu nie jest gorszy niż 110 dB, co jest wystarczające dla danej mocy. W ścieżce sygnału zastosowano wzmacniacze operacyjne w połączeniu odwracającym w celu wyeliminowania zniekształceń spowodowanych obecnością napięcia wspólnego na wejściach.

Sam wzmacniacz mocy zbudowany jest według udoskonalonej „klasycznej” konstrukcji [3, 5] – na wejściu podłączany jest wzmacniacz operacyjny zapewniający wysoką dokładność, następnie symetryczny wzmacniacz napięciowy oparty na „zepsutym cascodzie” oraz stopień wyjściowy oparty na na trzystopniowym wtórniku emiterowym. Dzięki pozornie drobnym usprawnieniom i zabiegom konstrukcyjnym (rys. 2) rzeczywista jakość dźwięku i powtarzalność parametrów tego wzmacniacza uległy radykalnej poprawie w porównaniu z [3, 5, 6].

Stopień wyjściowy, zaprojektowany na obciążenie 4 omów, wykorzystuje co najmniej osiem tranzystorów na ramię. Pomimo pozornej redundancji i nieporęczności, takie rozwiązanie jest absolutnie niezbędne przy pracy z naprawdę złożonym obciążeniem z dwóch powodów. Pierwszym i najważniejszym jest to, że podczas pracy ze złożonym obciążeniem moc chwilowa przydzielona tranzystorom wyjściowym gwałtownie wzrasta.

na ryc. Na rysunku 3 przedstawiono zależności mocy chwilowej wydzielanej na tranzystorach wyjściowych od wartości chwilowej napięcia wyjściowego dla różnych obciążeń (krzywe 1-3) przy napięciu zasilania +40 V. Krzywa 1 odpowiada pracy PA na czysto aktywne obciążenie o rezystancji 0,8 wartości nominalnej (tj. 3,2 Ohm), krzywa 2 - dla złożonego obciążenia o module impedancji 0,8 wartości nominalnej i kącie fazowym 45 stopni. (wymaganie OST.4.GO.203.001-75), a krzywa 3 - przy kącie fazowym 60 st. Z wykresów widać, że podczas pracy na złożonym obciążeniu moc szczytowa rozpraszana przez tranzystory wyjściowe okazuje się być 2,5 - 3 razy większa niż przy obciążeniu rezystancyjnym o tym samym module.

To samo w sobie stanowi problem, ale najbardziej kłopotliwy jest fakt, że maksymalna moc wydzielana przez tranzystory podczas pracy ze złożonym obciążeniem występuje w momencie, gdy napięcie wyjściowe jest bliskie zeru, tj. tranzystory. Moduł impedancji niektórych głośników może spaść z 4 do 1,6 omów (w pewnym paśmie częstotliwości), a kąt fazowy może wzrosnąć do 60 stopni. [7]. To podwaja rozpraszanie mocy w porównaniu z krzywą 3.

W przypadku tranzystorów bipolarnych bardzo ważne jest, przy jakim napięciu moc jest na nich rozpraszana: wraz ze wzrostem napięcia dopuszczalna moc rozpraszania jest znacznie zmniejszana z powodu pojawiania się „gorących punktów” spowodowanych lokalną niestabilnością termiczną, co prowadzi do degradacji parametrów i wtórne załamanie. Dlatego dla każdego typu tranzystorów istnieje strefa trybu bezpiecznego (OBR), w ramach której dozwolona jest ich praca. Tak więc dla KT818G1 / 819G1 (mają najlepszy OBR wśród domowych potężnych tranzystorów komplementarnych) maksymalna moc rozpraszania przy napięciu 40 V i temperaturze obudowy 60 ... 70 ° C wynosi nie 60, ale 40 W, przy przy napięciu 60 V dopuszczalna moc rozpraszania spada do 32 W, a przy napięciu 80 V do 26 W.

Dla jasności na ryc. Rysunek 3 przedstawia krzywą 4 pokazującą możliwości rozpraszania mocy tych tranzystorów w funkcji napięcia wyjściowego wzmacniacza. Można zauważyć, że nawet przy pracy z czysto aktywnym obciążeniem konieczne jest równoległe połączenie co najmniej dwóch urządzeń na ramię. Tranzystory polowe mocy (MOSFET, MOSFET) mają wyższy OBR, ale ich stopień komplementarności jest znacznie gorszy niż bipolarnych. Prowadzi to do tego, że zniekształcenia stopnia wyjściowego MOS-FET przy niskich poziomach sygnału (ze względu na rozrzut napięcia progowego, a także większej rezystancji wyjściowej) i wysokich częstotliwościach (ze względu na silną asymetrię pojemności i transkonduktancji ) są kilkukrotnie większe niż w prawidłowo zaprojektowanej kaskadzie tranzystorów bipolarnych. Mimo to UMZCH ze stopniem wyjściowym wykonanym na MOSFET-ie okazuje się tańszy w produkcji za granicą niż na bipolarnych. Powodem jest to, że ceny potężnych tranzystorów bipolarnych i polowych za granicą są w przybliżeniu takie same, a tranzystory polowe wymagają mniej. OBR najlepszych importowanych tranzystorów bipolarnych jest znacznie większy niż krajowych, jednak przy obciążeniu 4 omów należy je również połączyć równolegle.

Nie można liczyć na krótki czas wyzwalania mocy, ponieważ czas powstawania plam prądowych mierzony jest w dziesiątkach mikrosekund, czyli znacznie mniej niż półokres niskiej częstotliwości. Dlatego liczbę tranzystorów wyjściowych należy dobrać w oparciu o zapewnienie działania każdego z nich w granicach OBR dla prądu stałego. Prowadzi to do konieczności zwiększenia liczby tranzystorów wyjściowych, co jest kosztowne i czasochłonne. Dlatego większość komercyjnych wzmacniaczy ma znacznie mniej tranzystorów niż jest to wymagane. Jednak parametry tranzystorów pracujących z naruszeniem OBR stopniowo się pogarszają, co prowadzi do pogorszenia dźwięku.

Drugi powód potrzeby dużej liczby tranzystorów wyjściowych jest związany z faktem, że ich charakterystyki, przede wszystkim prędkość, zaczynają się pogarszać wraz ze wzrostem prądu na długo przed osiągnięciem maksymalnych dopuszczalnych prądów. Tak więc dla szeroko rozpowszechnionego japońskiego tranzystora 2SA1302, formalnie zaprojektowanego na 15 A, gwałtowny spadek częstotliwości odcięcia zaczyna się od 3 A, a dla jego komplementarnego 2SC3281 od 2,5 A. Istnieją inne powody prowadzące do celowości równoległego połączenia kilku mocne tranzystory. Zwiększenie całkowitej pojemności emitera baza prowadzi do bezpośredniego przejścia sygnału z poprzedniego stopnia (z pewnym marginesem mocy), a szerokość pasma wtórnika wyjściowego faktycznie przekracza częstotliwość odcięcia tranzystorów wyjściowych. Dlatego w tym wzmacniaczu okazało się, że możliwe jest zastosowanie stosunkowo „wolnych” tranzystorów wyjściowych bez uszczerbku dla osiąganych parametrów.

We wzmacniaczu zastosowano bazę elementów produkcji krajowej. W torze sygnału każdego kanału OA K (R) 140UD1101 (3 szt.), W obwodach pomocniczych - K (R) 140UD14 (08) i KR140UD23 (po 1 szt.). Tranzystory komplementarne serii KT3102 i KT3107 (po 2 szt.), KT632 i KT638 (po 4 szt.), KT502 i KT503 (2 i 1 szt.), KT9115 i KT969 (po 3 szt.). KT961A i KT639E (4 i 5 sztuk), a także KT818G1 i KT819G1 (osiem tranzystorów na ramię) są instalowane w stopniach stopnia wyjściowego wzmacniacza. We wzmacniaczu zastosowano również diody serii KD521 lub KD522, KD243B i KD213B.

na ryc. 4 przedstawia schemat ideowy UMZCH. Wejściowy filtr dolnoprzepustowy jest wykonany na wzmacniaczu operacyjnym (DA1) w połączeniu odwracającym. Sygnał z wyjścia filtra dolnoprzepustowego przechodzi przez „miękki obcinacz” zaimplementowany na tranzystorach VT1-VT4 i diodach VD3-VD14, a następnie trafia do stopnia wejściowego samego wzmacniacza mocy, wykonanego na wzmacniaczu operacyjnym DA3. Po nim następuje symetryczny wzmacniacz napięcia tranzystora cascode na VT5-VT8, VT13-VT15 i wzmacniacz prądowy (wtórnik wyjściowy) na tranzystorach VT16-VT45. Wzmacniacz operacyjny DA2 pełni funkcję wzmacniacza sygnału w punkcie sumowania UMZCH dla działania wskaźnika zniekształceń.

(kliknij, aby powiększyć)

(kliknij, aby powiększyć)

Wzmacniacz napięciowy następujący po wzmacniaczu operacyjnym DA3 charakteryzuje się dużą liniowością dzięki symetrii konstrukcji i bardzo głębokiemu (ponad 40 dB) lokalnemu OOS. Obwody tego OOS wraz z R71C46 i DA3 są również wykorzystywane do tworzenia wymaganej odpowiedzi częstotliwościowej wzmocnienia pętli UMZCH jako całości.

W takiej kaskadzie jest jedna subtelność: aby zminimalizować straty wzmocnienia, spadek napięcia na rezystorach w obwodach emitera ostatnich tranzystorów cascode (na ryc. 4 są to R59, R63) musi wynosić co najmniej 2,5 V lub te rezystory należy zastąpić aktualnymi źródłami. W przeciwnym razie pogarsza się liniowość wzmacniacza napięcia. Należy zauważyć, że w UMZCH opisanym w [5], a zwłaszcza w [3] warunek ten nie jest spełniony. W celu dalszego zwiększenia liniowości (zwłaszcza przy wysokich częstotliwościach) dobiera się napięcie zasilania wzmacniacza o 10 ... 12 V wyższe niż napięcie zasilania stopnia wyjściowego. Diody VD17-VD19 są przeznaczone do przyspieszania stanów nieustalonych, gdy wzmacniacz wychodzi z przeciążenia, a także do ochrony złącz emiterowych tranzystorów VT5-VT8 przed degradacją.

Obwody R64C41, R66C42 wykluczają pasożytnicze samowzbudzenie VT13 i VT14, a diody VD26, VD27 zapobiegają nasyceniu tranzystorów stopnia wyjściowego (diody te muszą wytrzymać napięcie wsteczne co najmniej 100 V przy prądzie 10 μA; większość przypadków KD521A lub 1N4148 spełniają ten warunek). Niezwykłe równoległe połączenie tranzystorów w pierwszych dwóch stopniach wtórnika zapewnia skuteczne wyrównanie prądów przez tranzystory, eliminując konieczność ich doboru. Kondensatory C45, C47-C49 zapobiegają występowaniu asymetrii dynamicznej w stopniu wyjściowym.

Dioda Zenera VD25 opóźnia włączenie tranzystorów VT13 i VT14 podczas ładowania kondensatorów magazynujących źródło zasilania, tak że do czasu ich włączenia napięcie zasilania wzmacniacza operacyjnego osiągnęło + 5 ... 7 V i weszły w tryb normalny. Ten środek zapobiega skokom napięcia wyjściowego po włączeniu zasilania. W tym samym celu zakres autozerowania na wyjściu UMZCH jest ograniczony do +0,7 V.

Połączenie szeregowe rezystorów w układach OOS może wydawać się niezwykłe (obwody R23, R24, R27C17 i R28C18, a także R45, R46). Odbywa się to w celu zmniejszenia nieliniowości obwodów OOS (wartości rezystancji rezystorów i pojemność kondensatorów, choć w bardzo małym stopniu, zależą od przyłożonego do nich napięcia). Z tego samego powodu rezystory R23, R24, a także R122 i R123 są wybierane z dużym zapasem mocy rozpraszania.

Wśród innych godnych uwagi cech należy wymienić wstępne urządzenie polaryzujące dla podstawy trójstopniowego wtórnika, zbudowane na VT15 (jest zamontowane na radiatorze tranzystorów wyjściowych) i rezystorach R60-R62 i R65. Współczynnik temperaturowy napięcia polaryzacji jest nieco większy niż zwykle, aby uwzględnić różnicę temperatur między radiatorem a kryształami tranzystora mocy.

Używanie kondensatora C40 nie jest dość powszechne. Brak tego szczegółu w większości projektów prowadzi do dynamicznej zmiany napięcia polaryzacji i wzrostu nieliniowości wzmacniaczy na sygnałach o szybkości wzrostu lub spadku większej niż 0,2 ... 0,5 V / μs. A to ma bardzo istotny wpływ na wielkość zniekształceń intermodulacyjnych w obszarze wyższych częstotliwości. Nawiasem mówiąc, użycie „wolnego” tranzystora (takiego jak KT15 lub KT502) jako VT209 zapobiega innej często występującej, ale rzadko zauważanej usterce - samowzbudzeniu tranzystora przy częstotliwościach rzędu 50 ... 200 MHz z powodu do indukcyjności przewodów. Obecność takiego samowzbudzenia objawia się zwiększonym poziomem szumów i zniekształceń intermodulacyjnych przy częstotliwościach audio.

Urządzenie „miękkiego limitu” na tranzystorach VT1-VT4 i diodach VD3-VD14 różni się tym, że jego próg zależy od napięcia zasilania stopnia wyjściowego, osiągając w ten sposób maksymalne wykorzystanie mocy wyjściowej wzmacniacza.

Aby zapewnić niezawodne działanie UMZCH, urządzenie zabezpieczające uwzględnia nie tylko prąd przepływający przez mocne tranzystory, ale także napięcie na nich. Zastosowano opcję wyzwalania, ponieważ zwykłe ograniczniki prądu ("zasłanianie" tranzystorów wyjściowych w sytuacjach awaryjnych) nie gwarantują bezpieczeństwa wzmacniacza, a ponadto pogarszają pracę stopnia wyjściowego przy wysokich częstotliwościach. Ważny jest również efekt diagnostyczny: działanie zabezpieczenia wskazuje, że coś jest nie tak w systemie.

Wskaźnik zabezpieczenia „Przeciążenie” oraz przycisk kasowania zabezpieczenia SB1 umieszczone są na zewnątrz płytki wzmacniacza i połączone z nią poprzez złącze XP1 (XS1 - na rys. 5).

Prąd spoczynkowy każdego z tranzystorów VT28-VT35, VT36-VT43 stopnia wyjściowego jest wybierany w zakresie 80 ... 100 mA, ponieważ przy niższej wartości właściwości częstotliwościowe mocnych tranzystorów niedopuszczalnie się pogarszają.

Jak widać na schemacie, diody prostownicze i kondensatory akumulacyjne zasilacza są przypisane do wzmacniacza i umieszczone na płytce drukowanej - patrz rys. 2 w pierwszej części artykułu. Umożliwiło to gwałtowne (kilkadziesiąt razy) zmniejszenie wielkości indukcyjności pasożytniczej obwodów mocy, co jest niezbędne do zapewnienia niskiej emisji szumów przez stopień wyjściowy, a także do zwiększenia prędkości wzmacniacza.

Całkowita pojemność kondensatorów magazynujących w zasilaczu wzmacniacza wynosi 56 400 uF na ramię i może wydawać się zbyt duża w porównaniu do powszechnie spotykanych wartości (10...20 000 uF). Niemniej jednak nie jest to luksus: aby zapewnić tętnienia napięcia w granicach 1,5 ... 2 V przy prądzie do 9 A, potrzebna jest pojemność co najmniej 45 ... 60 000 μF (energochłonność - 75 ... 100 J na kanał). Niewystarczająca pojemność kondensatorów w zasilaczach większości komercyjnych wzmacniaczy wynika wyłącznie z przyczyn ekonomicznych.

Wpływ obwodów wyjściowych - kabli i innych rzeczy - na transmisję sygnału ze wzmacniacza do głośnika jest prawie całkowicie wyeliminowany. W tym celu zastosowano czteroprzewodowe połączenie obciążenia zapożyczone z techniki pomiarowej (zwykłe przełączanie odbywa się poprzez założenie zworek między stykami S2 i S3 odpowiednich linii AC i OS). Dodatkowo na wyjściu wzmacniacza zainstalowany jest obwód RLC, zoptymalizowany przy pomocy komputera i skutecznie izolujący stopień wyjściowy wzmacniacza od wszelkich wpływów pasożytniczych w zakresie częstotliwości powyżej 100...200 kHz. To jedno z działań, które umożliwiło praktycznie wdrożenie tak dużej przepustowości OOS (6...7 MHz).

Wbrew powszechnemu przekonaniu należy zauważyć, że tak naprawdę nie ma bezpośredniego związku między głębokością sprzężenia zwrotnego a tendencją wzmacniacza do dynamicznych zniekształceń. Co więcej, rozszerzenie pasma w pętli sprzężenia zwrotnego i zwiększenie jej głębokości poza zakres częstotliwości audio faktycznie ułatwia uzyskanie braku zniekształceń dynamicznych i przesterowania front-endu. Ich przeciążenie dużą różnicą sygnału prowadzi do załamania śledzenia w pętli sprzężenia zwrotnego i „wyłączenia” OOS. Aby zapobiec temu zjawisku, konieczne jest zmniejszenie wielkości sygnału różnicowego. Najlepszym środkiem powinno być zwiększenie głębokości OOS przy wysokich częstotliwościach.

Teraz o wykorzystaniu OOS do poprawy liniowości. Analiza konstrukcji obwodów wielu wzmacniaczy prowadzi do wniosku, że większość projektantów najwyraźniej nie zdaje sobie sprawy, że zdolność CNF do korygowania zniekształceń zależy nie tylko od jego głębokości, ale także od lokalizacji tych zniekształceń.

Rozważmy najprostszy model trójstopniowego wzmacniacza z OOS (ryc. 6), gdzie jego schemat blokowy pokazano na górze ze źródłami szumu EMF (en) i zniekształceń (ed) w każdym stopniu. Poniżej znajduje się równoważny obwód, w którym wszystkie źródła szumów i zniekształceń są przeliczane na wejście (tj. Punkt sumowania wzmacniacza). Jednocześnie staje się oczywiste, że bezwzględny poziom produktów zniekształceń wprowadzonych na wejście wraz z wprowadzeniem FOS pozostaje niezmieniony w pierwszym przybliżeniu, a stopień zniekształceń i tłumienia szumów jest wprost proporcjonalny do wzmocnienia z sumowania wskazać miejsce, w którym występują te zniekształcenia i szumy. Spadek względnego poziomu zniekształceń wraz z wprowadzeniem NFB wynika z faktu, że ogólne („zewnętrzne”) wzmocnienie systemu maleje, a względny udział szumu i zniekształceń maleje. Jeśli zniekształcenie wprowadzone przez stopień wyjściowy o wzmocnieniu jednostkowym jest rzeczywiście tłumione o współczynnik równy głębokości sprzężenia zwrotnego przy częstotliwości odpowiedniego produktu zniekształcenia, to zniekształcenie pierwszego stopnia, zredukowane do jego wejścia, nie jest w ogóle osłabiony.

To właśnie ta okoliczność zmusza nas do maksymalnego zwiększenia początkowej liniowości wszystkich stopni wzmacniacza objętych OOS, zwłaszcza wejściowych. W przeciwnym razie może się okazać, że po wprowadzeniu OOS nastąpi gwałtowne rozszerzenie spektrum zniekształceń intermodulacyjnych. Mechanizm tego zjawiska jest prosty: widmo sygnału różnicowego dochodzącego do wejścia właściwych stopni wzmacniających jest zawsze rozszerzane z powodu produktów zniekształceń. Jednocześnie, jeśli wraz ze wzrostem częstotliwości głębokość FOS zmniejsza się szybciej niż spadają poziomy produktów zniekształceń (jest to typowe dla większości wzmacniaczy), to udział produktów zniekształceń o wysokiej częstotliwości w napięciu różnicowym na wejściu z zamkniętym FOS przekracza użyteczny sygnał. Ponieważ liniowość stopni wzmacniających zwykle maleje wraz ze wzrostem częstotliwości, powstaje wiele produktów intermodulacyjnych, z których niektóre mieszczą się również w obszarze częstotliwości audio. Właśnie po to, aby to zjawisko nie występowało, konieczny jest wystarczający margines liniowości stopni wejściowych, zwłaszcza w odniesieniu do nieliniowości asymetrycznych.

Zakres liniowości (w odniesieniu do wejściowego napięcia różnicowego) zastosowanego we wzmacniaczu wzmacniacza operacyjnego KR140UD1101 wynosi +0,8 V, czyli więcej niż prawie wszystkich wzmacniaczy operacyjnych z wejściem tranzystora polowego. Liniowość wejściowego stopnia różnicowego KR140UD1101 ze względu na głęboki lokalny OOS (w postaci relatywnie wysokorezystancyjnych rezystorów w obwodach emiterowych) jest również znacznie większa, a pojemność wejściowa kilkakrotnie mniejsza niż w przypadku wzmacniacz z tranzystorami polowymi na wejściu. Jednocześnie napięcie sygnału na wejściu wzmacniacza operacyjnego DA3 (gdy wzmacniacz pracuje bez przeciążenia) nie przekracza 1 mV.

Wahania sygnału na wyjściu DA3 podczas normalnej pracy wzmacniacza nie przekraczają 0,5 V międzyszczytowego. Według danych pomiarowych w tych warunkach OS KR140UD1101, jeszcze przed objęciem ochroną środowiska, ma nieliniowość mniejszą niż 50% przy częstotliwościach do 0,05 kHz. Wzmacniacz napięciowy oparty na tranzystorach VT5 - VT14, który podąża za wzmacniaczem operacyjnym, ma również bardzo wysoką liniowość - jego zniekształcenie intermodulacyjne przy średnich częstotliwościach przy pełnym wahaniu sygnału wynosi około 0,02 ... 0,03%.

W rezultacie ogólny OOS w tym wzmacniaczu, w przeciwieństwie do większości innych, jest w stanie skutecznie tłumić zniekształcenia harmoniczne i intermodulacyjne wprowadzane przez stopień wyjściowy i nie wprowadza żadnych zauważalnych efektów ubocznych. Zniekształcenia pozostają związane z cechami konstrukcyjnymi UMZCH, które są prawie całkowicie określone przez zamontowanie przetworników od prądów stopnia wyjściowego do obwodów wejściowych wzmacniacza. Niebezpieczeństwo tych przetworników polega na tym, że przebiegi prądów przepływających przez obwody mocy połowy stopnia wyjściowego pracującego w trybie klasy AB są znacznie zniekształcone w porównaniu z prądem w obciążeniu. W konsekwencji, jeśli zakłócenia od tych prądów nie wejdą do obwodów wejściowych z zachowaniem dokładnej symetrii (co wciąż jest w praktyce niemożliwe do osiągnięcia), to wystąpią zauważalne zniekształcenia, zwłaszcza przy wysokich częstotliwościach, gdzie wzmacniane są sprzężenia pasożytnicze.

Aby zwalczyć to zjawisko, przy projektowaniu płytki drukowanej tego wzmacniacza podjęto szereg działań, z których niektóre są bezprecedensowe w inżynierii dźwięku i są charakterystyczne dla rozwoju precyzyjnego oprzyrządowania. Dla przykładu, aby zminimalizować indukcyjność pasożytniczą obwodów wysokoprądowych w obwodach zasilających, zamiast tradycyjnych „puszek” stosuje się kondensatory o mniejszej pojemności rozłożone na płytce, a folia z jednej ze stron pełni funkcję wspólnego przewodu (pokazane pogrubionymi liniami na schemacie połączeń). Obwody potężnych tranzystorów stopnia wyjściowego są niezwykle zwarte, co wraz ze wspólnym przewodem rozłożonym na płytce zmniejszyło emisję zakłóceń ze stopnia wyjściowego o ponad rząd wielkości w porównaniu z tradycyjną konstrukcją. Ponadto, aby uniknąć problemów z przetwornikami na przewodach łączących, wszystkie obwody wzmacniacza są zamontowane na jednej płytce, w tym nawet diody prostownicze mocy (VD38-VD41).

Wszystkie te zabiegi pozwoliły na stworzenie wzmacniacza charakteryzującego się nie tylko bardzo wysoką jakością wykonania, ale również dużą powtarzalnością charakterystyk. Te zalety są utrzymywane w szerokim zakresie warunków pracy (temperatura otoczenia, obciążenie, źródła sygnału itp.). Autor nie mógł znaleźć opisów ani próbek przemysłowych wzmacniaczy tak wysokiej klasy.

O wymianach półprzewodników. Zamiast tranzystorów KT818G1 odpowiedni jest KT818G w stosunku ilościowym 2: 3 (tj. 12 sztuk zamiast 8), a także KT864A, 2T818A, KT818GM, 2SA1302, KP964A, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216; zamiast KT819G1 - tranzystory KT819G (również w stosunku ilościowym 2: 3) i KT865A, 2T819A, KT819GM, 2SC3281, KP954A, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. Stosując komplementarne importowane tranzystory 2SA1302 i 2SC3281, 2SA1294 i 2SC3263, a także KP964 i KP954 przy napięciu zasilania ±40 V, ich liczbę można zmniejszyć do czterech na ramię, podwajając prąd spoczynkowy każdego tranzystora i zmniejszając wartość rezystora w obwody emitera do 0,5 oma.

Używając tranzystorów 2SA1215 i 2SC2921 przy tym samym napięciu zasilania (+40 V), wystarczy umieścić je po trzy na ramię, a tranzystory 2SA1216 i 2SC2922 na dużym grzejniku można umieścić tylko dwa, oczywiście z odpowiednim spadkiem rezystancja wspomnianych rezystorów. Łączna powierzchnia żeber chłodnicy dla każdego kanału musi wynosić co najmniej 1500...2000 cm2.

Parę tranzystorów KT961, KT639 można zastąpić BD139 i BD140, KP961A(B) i KP965A(B), 2SD669 i 2SB649, 2SA1837 i 2SC4793. Para KT969, KT9115 całkowicie zastąpi KP959A(B) i KP960A(B) lub BF871 i BF872.

Co do tranzystorów KT632B i KT638A to nie ma sensu ich wymieniać. Niemniej jednak w pozycji VT8 dopuszczalne jest stosowanie KT9115, KP960, 2SA1538, 2SA1433, KT9143, w pozycji VT7 - 2N3906, w pozycjach VT10, VT45 - 2N5401. Zamieniamy tranzystor KT638A w pozycji VT6 na KT969A, KP959, 2SC3953, 2SC3504, KT9141, w pozycji VT5 - na 2N3904, na pozycjach VT9, VT44 - na 2N5551, KT604, KT605, KT602. Tranzystory KT3102A można zamienić na dowolne z tej serii lub na BC546 - BC550 (o dowolnym indeksie), a komplementarne do nich KT3107A - na KT3107 o dowolnym innym indeksie oraz z BC556 - BC560.

OU KR140UD1101 w UMZCH (DA3) można wymienić tylko na K (R) 140UD11 lub LM118 / 218/318 (krajowy jednak działa lepiej), w innych miejscach - na AD841 (który jednak jest nieracjonalnie drogi). Op-amp KR140UD1408 można zastąpić K140UD14, LM108/208/308 lub AD705, OP-97. W wejściowym filtrze dolnoprzepustowym przydatne jest użycie LF356 (KR140UD22), OP-176 w celu zmniejszenia szumów. Dla wzmacniacza operacyjnego KR140UD23 analogiem jest LF357, możliwe jest również użycie OP-37 (KR140UD26).

Zasilacz. Zabezpieczenie przed zniekształceniami i urządzenie wskazujące

Przy dużej pojemności energetycznej kondensatorów zasilacza istotny jest właściwy dobór jego transformatora. Wynika to z faktu, że prostownik działający na banku kondensatorów o dużej pojemności wytwarza prąd niesinusoidalny w uzwojeniach transformatora, co jest implikowane w większości metod obliczania transformatora. Wartość szczytowa (do 50 A) i tempo narastania prądu w tym przypadku okazują się znacznie wyższe niż przy obciążeniu rezystancyjnym. To znacznie zwiększa emisję zakłóceń przez obwody zasilania. Ponadto spadek napięcia na uzwojeniach jest większy niż w przypadku pracy transformatora przy obciążeniu czynnym o tej samej mocy. Straty w uzwojeniach są określane przez prąd szczytowy, a moc wyjściowa prostownika jest określana przez średnią. Dlatego transformator dla UMZCH musi być bardzo mocny, o niskiej rezystancji uzwojenia. Aby zmniejszyć zakłócenia, indukcja pola magnetycznego w tym transformatorze musi być zmniejszona w stosunku do wartości konwencjonalnych [8]. Należy również wziąć pod uwagę, że moc pobierana przez wzmacniacz podczas pracy na złożonym obciążeniu jest zauważalnie wyższa niż na aktywnym (patrz ryc. 3 w pierwszej części artykułu - „Radio”, 1999, nr 10 ).

Maksymalna wartość tętnień na kondensatorach tlenkowych jest znormalizowana przez producentów, a dla dużych kondensatorów w temperaturze pokojowej i częstotliwości tętnienia 100 Hz rzadko dopuszcza się więcej niż 8 ... 10% napięcia roboczego. Żywotność nawet najlepszych kondensatorów z takimi tętnieniami i temperaturą wskazaną na obudowie (85 lub 105 ° C) zwykle nie przekracza 2000 godzin, zwiększając się około dwa i pół raza ze spadkiem temperatury na każde 10 ° C [9]. Niemniej jednak wzmacniacze koncertowe i domowe, ze względów ekonomicznych, są projektowane ze znacznie niedoszacowaną pojemnością kondensatorów (i przeszacowanymi tętnieniami), ponieważ uważa się, że wzmacniacz koncertowy nie będzie żył dłużej niż okres gwarancji (ulegnie wcześniejszemu spaleniu lub uszkodzeniu ), a większość właścicieli domów z reguły wykorzystuje nie więcej niż 10% jego pojemności (Ważny szczegół: zwykle przyjmuje się, że kondensatory o wyższej temperaturze mają lepsze właściwości elektryczne. W rzeczywistości tak nie jest. przeciwnie, równoważna rezystancja szeregowa (ESR to angielski skrót) kondensatorów przystosowanych do pracy w temperaturze do 105°C, ceteris paribus, jest prawie dwukrotnie wyższa, a dopuszczalne prądy są mniejsze niż w przypadku kondensatorów mniej żaroodpornych (do 85 °C).

W opisywanym wzmacniaczu względna wartość tętnień na kondensatorach filtru przy pełnym obciążeniu dobrana została na około 5%, co dało całkowitą pojemność ramienia w zakresie 50...60 000 μF.

Załóżmy, że spadek napięcia wyjściowego prostownika przy pełnym obciążeniu nie przekracza 5 ... 7% (napięcie biegu jałowego - 42 ... 43 V, przy prądzie 9 ... 10 A spada do 39 ... utrata 40...10% mocy). W takim przypadku łatwo jest ustalić, że impedancja wyjściowa prostownika nie powinna przekraczać 15 ... 0,2 oma. Przy wybranej wartości tętnienia wymaga to, aby całkowita rezystancja uzwojenia pierwotnego i wtórnego zredukowana do wyjścia nie przekraczała 0,25 ... 0,05 oma na ramię. Z tego punktu widzenia lepiej jest użyć dwóch osobnych transformatorów dla każdego kanału, ponieważ łatwiej będzie umieścić uzwojenia.

Powszechnie wiadomo, że aby zapewnić niezawodne działanie AU, projekt UMZCH musi przewidywać środki chroniące je przed przyłożeniem do nich napięcia stałego i sygnałów o częstotliwości infradźwiękowej. Dodatkowo ze względu na dużą pojemność całkowitą kondensatorów zasilających oraz małą rezystancję uzwojeń transformatora włączenie takiego zasilacza do sieci bez ograniczenia prądowego jest niedopuszczalne – prąd ładowania kondensatorów może spowodować zadziałanie bezpieczników wyzwolenie i awaria diod prostowniczych. W związku z tym proponowany UMZCH wyposażony jest w automatykę zapewniającą „miękkie” ładowanie kondensatorów zasilacza, ponowne uruchamianie przy krótkotrwałym zaniku napięcia sieciowego, a także wyłączanie głośnika podczas rozruchu wzmacniacza i gdy na wyjściu UMZCH pojawi się stałe napięcie.

Cechą obwodów zasilania i automatyki jest to, że kondensatory tlenkowe nie są używane w obwodach ustawiania czasu. Zdaniem autora obniżają one niezawodność takich urządzeń i stabilność ich charakterystyk. Niezawodność działania całego wzmacniacza dzięki przestrzeganiu wszystkich ograniczeń dotyczących trybów pracy tranzystorów, zdaniem autora, jest znacznie zwiększona, dlatego ochrona głośników przed napięciem stałym w obecności kondensatora izolującego C1 na UMZCH wejście (patrz schemat na rys. 4 w drugiej części artykułu – „Radio”, 1999, nr 11) w wersji amatorskiej wzmacniacza jest opcjonalne. Funkcja ta została jednak wprowadzona w trakcie przygotowywania niniejszej publikacji.

Jak widać na schemacie obwodu (ryc. 7), do zasilania UMZCH wykorzystywane są dwa transformatory. Pierwszy - potężny T1 - ma niezależne uzwojenia do zasilania stopni wyjściowych wzmacniacza dwukanałowego, drugi - T2 małej mocy, zasila stopnie wstępne wzmacniaczem operacyjnym i jednostką automatyki. To poprawiło odporność na zakłócenia i obniżyło koszt urządzenia, ponieważ łatwiej jest wybrać standardowe transformatory.

(kliknij, aby powiększyć)

Wymagania dla transformatora T1 do wzmacniacza stereofonicznego są następujące: prąd jałowy - nie więcej niż 40 mA (to jest przy napięciu sieciowym 242 V), rezystancja uzwojenia pierwotnego nie powinna przekraczać 1,2 Ohma, całkowita rezystancja między końcami obu połówek uzwojenia 2x30 V - nie więcej niż 0,07...0,08 Ohm. Napięcie obwodu otwartego między punktem środkowym a każdym końcem uzwojenia musi mieścić się w zakresie 29 ... 31 V (przy napięciu sieciowym 220 V). Dodatkowe uzwojenia do uzyskania napięcia wyprostowanego +52 ... 54 V muszą mieć napięcie obwodu otwartego 8 ... 9 V i rezystancję nie większą niż 1 Ohm każde. Całkowita asymetria napięciowa uzwojeń nie powinna przekraczać 0,3 V.

Przy samodzielnym obliczaniu transformatora T1 dla dostępnego obwodu magnetycznego o przekroju co najmniej 10 cm2 (co najmniej 6 cm2 dla oddzielnych transformatorów) wskazane jest skorzystanie z zaleceń zawartych w [8]. Należy zauważyć, że rdzenie magnetyczne prętowe (PL) ze starannie szlifowanymi złączami nie ustępują rdzeniom pierścieniowym (OL) w wielu wskaźnikach z bardziej technologicznym uzwojeniem cewek.

Prąd jałowy transformatora T2 nie powinien przekraczać 10 mA (przy napięciu sieciowym 242 V), a rezystancja jego uzwojenia pierwotnego nie powinna przekraczać 150 omów. Dwa uzwojenia wtórne podłączone do VD20, VD26 muszą mieć napięcie obwodu otwartego między skrajnymi zaciskami 34 ... 38 V i rezystancję do 3 ... 4 omów, a trzecie uzwojenie - 25 ... 29 V i rezystancja nie większa niż 2 Ohm. Wszystkie trzy uzwojenia mają zaczep od środka, asymetria napięcia na ich połówkach jest dozwolona nie więcej niż 0,2 V.

Bardzo pożądane jest, aby transformatory miały uzwojenia ekranujące.

Na przykład potężny transformator T1 można wykonać na rdzeniowym obwodzie magnetycznym PLM 32x50x90 wykonanym z wysokiej jakości stali E330A (o szczytowej wartości indukcji 1,1 T).

Wszystkie uzwojenia dużej mocy są podzielone tak, że ich sekcje, umieszczone na dwóch identycznych cewkach, są połączone szeregowo, podczas gdy prąd z dowolnego uzwojenia przepływa przez obie cewki - w tym przypadku interferencja jest minimalna.

W każdej sekcji uzwojenie sieci (skrajne zaciski 1-2) zawiera 285 zwojów drutu Ř1,4 mm. Uzwojenia wtórne 4-5, 5-6 i 9-10, 10-11 są również podzielone na pół, podczas gdy każda z ośmiu sekcji zawiera 40 zwojów drutu Ø2 ... 2,1 mm; uzwojenia 3-4, 6-7, 8-9, 11-12 nie są dzielone, mają po 24 zwoje i są nawinięte na dwa druty Ř0,5 mm.

Do uzwojeń użyj drutu PEV-2 lub podobnego. Uzwojenie ekranu to otwarta pętla z folii aluminiowej laminowanej lavsanem. Kontakt z nim uzyskuje się za pomocą ułożonego pod nim paska ocynowanej siatki. Uzwojenie ekranu jest umieszczone pomiędzy uzwojeniem pierwotnym i wtórnym. Cewki są nawinięte na tulei o maksymalnej gęstości układania.

Rozważ pracę automatyzacji. Prąd rozruchowy transformatora T1 przy włączaniu wzmacniacza przyciskiem SB1 jest ograniczony przez rezystory R11 i R12 (rys. 7). Następnie po około 20 s rezystory te są zbocznikowane przez przeciwrównoległą parę optotyrystorów VS1 i VS2, po czym po 8 s załączany jest prąd przemienny. Sekwencja czasowa jest ustawiana za pomocą najprostszej maszyny skończonej na mikroukładach DD3 i DD4, a wyzwalacz DD5.2 służy do powiązania momentu włączenia optotyrystorów z momentem niskiego chwilowego napięcia w sieci. Wyzwalacz DD5.1 ​​jest faktycznie używany jako falownik.

Po włączeniu SB1 na wyjściu elementu DD1.4, w wyniku działania obwodu R10C9, utrzymywane jest napięcie niskiego poziomu przez około 2 s, poprzez falownik DD3.2 resetuje liczniki DD4. W tym stanie optotyrystory (a także przekaźnik K1) są wyłączone, transformator T1 jest podłączony do sieci przez rezystory balastowe, a obciążenie ze wzmacniacza jest odłączone. Pod koniec trybu resetowania generator impulsów i dzielnik częstotliwości w ramach DD4 są włączane. Jednocześnie na wyjściu pierwszej sekcji dzielnika (pin 1 DD4) pojawiają się impulsy o częstotliwości około 2 Hz. Przez element DD3.1 przechodzą na wejście drugiej sekcji dzielnika częstotliwości. Po przejściu 32 impulsów wysoki poziom na pinie 5 DD4, następujący po DD5.2, otwiera VT1, który steruje optotyrystorami VS1 i VS2. Po kolejnych 16 kolejnych impulsach niski poziom na wyjściu DD3.3 blokuje dalsze zliczanie, a po odwróceniu w wyzwalaczu D DD5.1 ​​otwiera VT2, który włącza uzwojenie przekaźnika K1.

Urządzenie sterujące napięciem sieciowym jest wykonane na rezystorach R20-R22, kondensatorze C8, diodach VD12-VD14 i elementach DD1.3, DD1.4. Jeśli w napięciu sieciowym pojawią się przerwy w okresach lub ostre „zapady” napięcia, wówczas napięcie w punkcie połączenia R22 i C8 spadnie poniżej progu dla DD1.3 (4 ... 5 V), co prowadzi do reset DD4 poprzez elementy DD1.4 i DD3.2 .5. Impulsy o częstotliwości sieciowej do taktowania D-przerzutników DD3.4 są pobierane z wyjścia DD0,6. Pojawienie się podczas procesu rozruchu na wyjściu UMZCH składowej stałej większej niż 0,7...4 V powoduje zadziałanie któregokolwiek z komparatorów DA3.2, a poprzez DD4 resetuje się również DDXNUMX, co blokuje proces przełączania.

Zastosowanie dwóch optotyrystorów zamiast jednego optotyrystorów wynika z faktu, że po pierwsze optotyrystory są mniej rzadkie, a po drugie triaki są nieodłącznie związane z asymetrią spadku napięcia, co powoduje magnesowanie obwodu magnetycznego transformatora prądem stałym. To drastycznie zwiększa przetworniki.

Głośniki są podłączone do wzmacniacza za pomocą dwóch grup normalnie rozwartych styków przekaźnika K1. Optymalnym (z punktu widzenia minimalizacji zniekształceń) miejscem załączenia pary styków przekaźnika jest szczelina pomiędzy samym wzmacniaczem a wyjściowym filtrem RLC (kondensator C52 pozostaje podłączony do L1, R118 - patrz schemat na rys. 4). Na płytce drukowanej wzmacniacza przewidziano punkty lutownicze dla przewodu taśmowego „” prowadzącego do styków przekaźnika. W praktyce, w przypadku czteroprzewodowego podłączenia obciążenia, styki przekaźnika można również podłączyć do wyjścia filtra RLC, w przerwie przewodowej pomiędzy punktami przyłączeniowymi L2, R120, R121 a obwodem wyjściowym UMZCH (+ AC) z kondensator C79 (znajduje się na zaciskach do podłączenia prądu przemiennego). Muszę powiedzieć, że przekaźnik nie jest zbyt niezawodnym elementem, ponieważ jego styki mogą się „spalić” (kabel taśmowy z naprzemiennymi przewodami „do przodu” i „powrotu” służy do zmniejszenia indukcyjności pasożytniczej).

Bardziej niezawodnym rozwiązaniem jest zbudowanie zabezpieczenia AC opartego na bocznikowaniu wyjścia wzmacniacza mocnym triakiem, który wytrzyma prąd płynący przez zepsute tranzystory stopnia wyjściowego. Jednak pojemność tak mocnego triaka jest bardzo duża i co najważniejsze nieliniowa (zależna od napięcia). Dlatego zastosowanie takiego elementu zwiększa zniekształcenia intermodulacyjne przy wyższych częstotliwościach audio nawet do setnych części procenta.

Cechą charakterystyczną urządzenia wykrywającego napięcie DC na wyjściu wzmacniacza jest zastosowanie dwusekcyjnego filtra dolnoprzepustowego. Z tego powodu zmniejszają się stałe czasowe filtrów i wykluczają kondensatory tlenkowe, zwiększa się niezawodność, czułość i szybkość urządzenia zabezpieczającego. Czas jego działania od momentu pojawienia się stałego napięcia 2 V nie przekracza 0,25 s, przy napięciu 20 V - nie więcej niż 0,08 s. Po zadziałaniu zabezpieczenia AC wyłączane są również optotyrystory.

Urządzenie wskazujące zniekształcenia w każdym kanale jest połączeniem węzła progowego z martwą strefą (nazywany jest także komparatorem „okienkowym”), zbudowanego na dwóch elementach DA3.1, DA3.2 oraz cyfrowego czekającego multiwibratora z restartem (na odpowiedniej „połówce” DD2 ). Zasada jego działania polega na tym, że w stanie początkowym konto jest blokowane przez wysoki poziom na wyjściu czwartego wyzwalacza licznika. W przypadku zerowania licznika, spowodowanego zadziałaniem któregokolwiek z dwóch komparatorów połączonych na wyjściu, stan niski na wyjściu czwartego wyzwalacza umożliwia jednocześnie zliczanie i zapalenie diody sygnalizującej zniekształcenia (odpowiednio HL1 lub HL2). Po nadejściu ósmego impulsu zegarowego licznik powraca do stanu pierwotnego, blokując dalsze zliczanie. W tym samym czasie odpowiednia dioda LED gaśnie. Tym samym sygnalizacja przeciążenia obowiązuje przez cały czas, gdy napięcie na wejściach komparatorów wychodzi poza strefę martwą i utrzymuje się przez kolejne 7-8 okresów impulsów zegarowych (3...3,5 s) po powrocie komparatorów do stanu wyjściowego. pierwotnego stanu.

Podobne komparatory „okienkowe” na elementach DA4 zastosowano również do określenia obecności składowej stałej na wyjściu UMZCH. Napięcia odniesienia (0,5 ... 0,6 V) do komparatorów są ustalane przez parametryczne stabilizatory R18VD18 i R28VD19. Zamiana poziomów wyjściowych komparatorów zasilanych napięciem +12 V na poziomy układów logicznych zasilanych ze źródła +12 V odbywa się na rezystorach R3 i R4, R7 i R8, R19 i R29. Obwód R25C12 zapewnia wymuszone włączanie i wyłączanie przekaźnika K1. Zastosowany przez autora przekaźnik Omron ma nominalne napięcie odpowiedzi 12...15 V i prąd 40 mA. Możesz jednak wybrać przekaźnik domowy, jeśli to konieczne, zmieniając wartości znamionowe elementów R25, R45, C12. Jedynym podstawowym wymaganiem jest to, aby jego styki były przystosowane do prądu o wartości co najmniej 15 A przy napięciu co najmniej 50 V.

Stabilizatory zasilania dla obu kanałów wzmacniacza są wykonane na mikroukładach DA5-DA8. Zastosowanie mikroukładów regulowanych stabilizatorów KR142EN12 (LM317) i KR142EN18 (LM337) wynika z dwóch powodów. Po pierwsze, aby zwiększyć charakterystykę częstotliwościową i zakres dynamiki wzmacniaczy operacyjnych, wybrano ich napięcie zasilania zbliżone do maksymalnego dozwolonego (+18 V) i niestandardowe - +16,5 ... 17 V. W tym wzmacniaczu jest to dość do zaakceptowania, ponieważ wzmacniacze operacyjne są słabo obciążone na wyjściu. Wymagane napięcie wyjściowe stabilizatorów jest ustalane przez zewnętrzne rezystory. Po drugie, dzięki zastosowaniu kondensatorów C25, C28, C35 i C38, tłumienie tętnień i szumów stabilizatorów poprawia się o rząd wielkości (w porównaniu z mikroukładami o stałym napięciu wyjściowym) - nie przekraczają one 0,2 mV. Oddzielne izolowane zasilacze są używane dla każdego kanału, aby zapobiec pętlom uziemienia.

Napięcie sieciowe podawane jest przez filtr utworzony przez elementy C17-C20 i T3 - tzw. transformator wspólny (lub dławik wspólny). Ten ostatni to uzwojenie trzech drutów złożonych razem w wiązkę na dużym pierścieniu ferrytowym. Liczba zwojów uzwojenia nie jest krytyczna; dla pierścieniowego obwodu magnetycznego o przekroju w przybliżeniu 1 cm2 wykonanego z ferrytu np. klasy 1500NM wystarczy około 20 zwojów. Filtr ten znacznie poprawia ochronę wzmacniacza przed zakłóceniami pochodzącymi z sieci zasilającej. Wszystkie połączenia w obwodach wejściowych sieci należy wykonać przewodem o przekroju co najmniej 2 mm2. Filtr R35R36C21 zapobiega przenikaniu zakłóceń z pracy tyrystorów VS1, VS2 do obwodów niskiego sygnału przez transformator T2. Przełącznik SB2, określany w sprzęcie zagranicznym jako „Ground Lift” (odłączenie „masy”), pozwala w razie potrzeby odłączyć obudowę wzmacniacza od uziemienia ochronnego sieci, jeśli występuje.

Nawiasem mówiąc, w tym samym celu, jakim jest zwiększenie odporności tego wzmacniacza na zakłócenia, w obwodach sygnału wejściowego znajdują się również transformatory trybu wspólnego. Ten bardzo przydatny szczegół w projektowaniu sprzętu jest często zapominany lub zapisywany na nim. Dlatego niektóre małe firmy (np. Transparent Audio Technology) założyły bardzo dochodowy biznes, sprzedając interkonekty z wbudowanymi transformatorami współbieżnymi (czasem z filtrami przeciwzakłóceniowymi) w celu poprawy odporności sprzętu na zakłócenia. Rzeczywiście jest z tego korzyść, ale nie kosztuje 500 dolarów (cena nie najdroższego interkonektu wspomnianej firmy).

O możliwych wymianach elementów

Układ K1401CA1 jest dokładnym analogiem LM339 (BA10339, KA339, KIA339, HA17339, μPC339). W przypadku ich braku możesz użyć K554CA3. Analogiem KR1157EN1202 (w pakiecie KT-26) jest układ 78L12 (inne analogi mogą różnić się pinoutem), a KR1168EN12 to 79L12. Zamiast KR142EN12, LM317, KA317 są całkiem odpowiednie, a zamiast KR142EN18 - LM337, KA337 (wszystkie w przypadkach TO-220). Podczas montażu należy je montować na grzejnikach o powierzchni 15...25 cm2. Tranzystory KT972 (VT1, VT2) można zastąpić dowolnymi tranzystorami kompozytowymi o strukturze npn (na przykład KT829), zaprojektowanymi na prąd co najmniej 150 mA lub tranzystorami, które utrzymują wysoki współczynnik przenoszenia prądu (ponad 60) przy prąd 100 mA, na przykład KT815 . Diody KD243 są analogami 1N4002-1N4007, KD521 - 1N4148.

Rezystory R11, R12 - typ C5-16 lub grupa PE. Głównym wymaganiem dla nich jest odporność na krótkotrwałe przeciążenia podczas ładowania kondensatorów zasilacza. Z tego punktu widzenia rezystory domowe są bardziej niezawodne. Kondensatory C1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 - ceramiczne, na napięcie 25 V, na przykład KM-6, K10-17, K10-23 lub podobne importowane, grupa TKE to H30 , chociaż H70 jest również dopuszczalne. Kondensator C16 - folia (K73-9) lub ceramika (K10-17) z grupy TKE nie jest gorsza niż M1500. Kondensatory C4, C5, C8-C11, C13, C14 - K73-17 lub podobne importowane. Kondensatory przeciwzakłóceniowe C17-C21 - typ K78-2 lub podobne importowane, specjalnie zaprojektowane do pracy w obwodach filtrujących (ich obudowa jest zwykle usiana znakami bezpieczeństwa).

Kondensatory tlenkowe - K50-35 lub importowane analogi. Rezystory R37-R44 muszą być albo dokładne (seria C2-13, C2-26, C2-29 itd.), albo wybrane spośród MLT, OMLT, C2-23 o zbliżonej wartości. Rezystory dużej mocy - 2 W - MLT, OMLT, S223 lub ich importowane analogi. Pozostałe rezystory małej mocy mogą być węglowe - C1-4, BC i tak dalej. Mostki prostownicze KTs405 są wymienne z KTs402, KTs404 lub zestawem diod KD243 (1N4002-1N4007). Jako optotyrystory VS1, VS2, dowolny z serii TO125 o klasie napięcia 6 lub wyższej (TO125-10-6, TO125-108, TO125-10-10, TO125-12,5-6, TO12512,5-10 itp. ) P.). Możesz także użyć serii TO132.

Mostki prostownicze serii KTs407 można również zastąpić kompletem diod KD243 (1N4002-1N4007).

Jeżeli wzmacniacz ma być często używany z pełną mocą, warto zasilić mostki prostownicze we wzmacniaczu (VD38-VD41 na rys. 4), w tym po parę diod KD213 równolegle w każdym ramieniu mostka oraz, jeśli to możliwe, wymień je na mocniejsze KD2997. Nie należy stosować diod prostowniczych o niskiej częstotliwości ze względu na wyraźny efekt „powrotu do skoku”: dioda wyłącza się z opóźnieniem w celu absorpcji nagromadzonych nośników ładunku. Zakończenie tego procesu generuje duże zakłócenia. Bocznikowanie diod kondensatorami niewiele pomaga. W przypadku diod wysokiej częstotliwości (KD213, KD2997, KD2995 itp.) Ten problem nie występuje.

Możesz także użyć diod Schottky'ego o napięciu co najmniej 100 V. Jeśli chodzi o użycie importowanych diod wysokiej częstotliwości, należy je przyjąć za prąd o wartości co najmniej 30 A, ponieważ ta wartość z reguły dla obcych diody wysokiej częstotliwości to albo dopuszczalny prąd szczytowy, albo średni prąd wyprostowany do aktywnego obciążenia, a nie średni prąd wyprostowany podczas pracy na filtrze pojemnościowym, jak w przypadku większości domowych diod. W szczególności możemy polecić diody 40CPQ100 i 50CPQ100 (IR), ale ich cena detaliczna to około 6...7 USD.

Aby uniknąć problemów spowodowanych użyciem wadliwych i niespełniających norm komponentów przy powtarzaniu wzmacniacza, zalecamy zwrócenie uwagi na ich sprawdzenie. Znalezienie wadliwej części we wzmacniaczu szerokopasmowym z głębokim sprzężeniem zwrotnym i bezpośrednim sprzężeniem dziesiątek tranzystorów prawie na pewno będzie wymagało więcej wysiłku niż wstępne sprawdzenie elementów.

Kontrola komponentów

Pomimo tego, że układ i konstrukcja prezentowanego wzmacniacza gwarantuje osiągnięcie deklarowanych parametrów (przy ustawieniu tylko jednego parametru - prądu spoczynkowego z rezystorem R60), nie oznacza to wcale, że elementów nie trzeba wcześniej sprawdzać instalacja.

Sytuacja ta jest spowodowana faktem, że „rozpuszczanie” niewielkiej liczby wadliwych produktów wśród dobrych produktów jest praktykowane bynajmniej nie tylko przez południowo-wschodnie, ale także przez wiele firm zachodnich, zwłaszcza przy dostawach do sieci detalicznej i do Rosji. Przedsiębiorstwa krajowe również często „zrzucają” na rynki detaliczne lub radiowe wraz z dobrymi i wadliwymi produktami.

W rezultacie prawdopodobieństwo zakupu przez osobę prywatną przedmiotów niespełniających norm, według szacunków autora i własnego doświadczenia, wynosi niewiele mniej niż 2...4%. Innymi słowy, średnio dwa, trzy elementy na sto okazują się wadliwe i to pomimo tego, że w każdym kanale wzmacniacza jest ponad dwieście części.

Biorąc pod uwagę, że poszukiwanie wadliwych elementów w już zmontowanej konstrukcji zajmuje dużo czasu i wysiłku, a także, że jeden wadliwy element może doprowadzić do awarii innych, potrzeba kontroli wejściowej komponentów staje się oczywista.

Problem niezawodności komplikuje fakt, że specyfikacje techniczne wielu komponentów zarówno krajowych, jak i zagranicznych mają tylko niewielki (i często niewystarczający) zestaw parametrów, które są wygodne do kontroli masowej produkcji. Jednocześnie szereg ważnych cech, takich jak na przykład krytyczny prąd i rezystancja objętościowa kolektora tranzystorów bipolarnych, po prostu nie jest znormalizowany i nie jest sprawdzany podczas produkcji, mimo że nie można zaniedbać ich wpływu. Dlatego całkiem możliwa jest sytuacja, gdy na przykład pewien przypadek tranzystora jest formalnie sprawny, ale niepożądane jest instalowanie go w projekcie, ponieważ każdy z jego parametrów, które nie są uregulowane w specyfikacjach dostawy, okazuje się być znacznie gorszy od średniej dla tego typu podzespołów.

Dlatego przy montażu urządzeń z wyższej półki konieczne jest dokładne sprawdzenie podzespołów. Jeśli chodzi o główną część elementów pasywnych (rezystory, kondensatory małej pojemności, diody, diody Zenera), sprawdzenie ich nie nastręcza problemów. Rezystory są sprawdzane za pomocą omomierza pod kątem dopuszczalnego odchylenia od wartości nominalnej, a także pod kątem niezawodności styku (w przypadku domowych rezystorów typu C1-4 i BC nasadki stykowe są słabo zwinięte). Ponadto wnioski z domowych rezystorów często wymagają cynowania przed montażem. Niedopuszczalne jest stosowanie topników aktywnych, a do czyszczenia wyprowadzeń lepiej jest używać gumki „atramentowej”. Zalecane typy rezystorów małej mocy to MLT, OMLT S2-23.

Najwyższe wymagania stawiane są rezystorom R1, R2, R7, R20, R22 - R24, R29 - R31, R36, R40, R122, R123. Rezystory te muszą być metalowo-dielektryczne lub, jeszcze lepiej, metalowo-foliowe (Metal Film) - MLT, OMLT S2-23, S2-13, S2-26, S2-29V.

Przy wyborze rezystorów, jeśli mają one tolerancję ± 2% lub więcej, pożądane jest zachowanie następujących proporcji:

[(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 - z odchyleniem nie większym niż 1...3%;

[(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - z odchyleniem nie większym niż 2...3%.

Większość importowanych rezystorów sprzedawanych w Rosji to rezystory węglowe (węgiel), dlatego przy zakupie importowanych rezystorów zamiast powyższego istnieje ryzyko zakupu rezystorów węglowych lub kompozytowych pod pozorem rezystorów metalowo-dielektrycznych. W takim przypadku lepiej skupić się na rezystorach o tolerancji 1% lub mniejszej, które są węglowe tylko w podróbkach. Główne wady rezystorów węglowych i kompozytowych to duża nieliniowość (do 0,05 ... 0,1%) i zwiększony hałas, gdy przepływa przez nie prąd.

Szum rezystorów jest sumą termodynamiki (z gęstością widmową ) oraz szum nadmiarowy (prądowy), który objawia się przepływem prądu przez rezystor i jest spowodowany wahaniami rezystancji. W zakresie częstotliwości audio wielkość tego szumu dla rezystorów węglowych może przekroczyć 10 μV (na dekadę częstotliwości przy spadku napięcia 1 V). Z reguły jest to rząd wielkości lub większy niż szum termiczny takiego rezystora.

Ze względu na nadmiar szumów rezystorów, szum własny wzmacniacza wzrasta wraz ze wzrostem poziomu sygnału, a przy zastosowaniu rezystorów węglowych jako R1, R7, R22, R23, R24, wzrost ten może sięgać 20..30 dB! Zastosowanie rezystorów metalowo-foliowych eliminuje ten problem: ich szum wynosi 0,1 ... 0,5 μV / V, w przypadku rezystorów metalowo-dielektrycznych jest nieco wyższy niż 0,5 ... 2 μV / V.

Rezystory R1, R2, R7, R20-R31, R35R40, R42-R46, R59, R63, R94-R109, R122, R123 pożądane jest stosowanie metal-dielektryk (MLT, OMLT, C2-23). Pożądane jest również dobieranie R38, R44 i R59, R63 parami tak, aby różniły się nie więcej niż o 2...3%.

Wymagania dla innych rezystorów są znacznie niższe. Tak więc rezystory R3-R6, R8-R19, R32, R34, R47-R58, R61, R62, R64-R93, R110-R117, a nawet R33, R37, R39, R42, R43 mogą być węglowe bez uszczerbku dla właściwości wzmacniacza. Rezystor trymera R60 - cermetal SPZ-19a (cermetal lub „polimer” nadaje się również z importowanych). Stosowanie innych rezystorów strojenia, zwłaszcza konstrukcji otwartej, nie jest zalecane ze względu na niską niezawodność. Jako rezystory R118-R121 autor użył dostępnych importowanych (takich jak SQP), ale można je wymienić na C5-16 lub połączone równolegle dwuwatowe MLT C2-23 itp.

Wskazane jest stosowanie kondensatorów ceramicznych o pojemności do 1000 pF - K10-7v, K10-17, K10-43a, K10-47a, K10-506 (grupy TKE PZZ-M75), z importowanych - kondensatory z grupy NPO . Kondensatory grup mniej stabilnych termicznie są wykonane z ferroelektryków o właściwościach nieliniowych, efektach piezoelektrycznych i pirometrycznych oraz innych „zaletach”. Popularność kondensatorów ceramicznych w układach audio jest związana właśnie z tymi cechami. Kondensatory o niskim TKE z reguły zachowują się bez zarzutu. Możesz także użyć kondensatorów z emalią szklaną SKM, K22U-16, K22-5. Spośród kondensatorów foliowych o małej pojemności dopuszczalne jest stosowanie polistyrenu (PM, K70-6) i podobnych importowanych, jednak właściwa im indukcyjność pasożytnicza może zmniejszyć marginesy stabilności.

Kontrola małych kondensatorów sprowadza się do sprawdzenia ich rezystancji upływu (co najmniej 100 MΩ), wartości pojemności (tolerancja do ± 5%) i napięcia przebicia co najmniej 25 V (z wyjątkiem C46, ​​który musi wytrzymać 50 V) . Jeśli zastosowany miernik pojemności pozwala określić współczynnik jakości (lub odwrotność stycznej straty), to w przypadku kondensatorów nadających się do użytku współczynnik jakości przy częstotliwościach 100 kHz - 1 MHz powinien wynosić co najmniej 2000. Mniejsze wartości \u7b \u12wskazują na defekt kondensatora. Zalecane urządzenia - E7-14, EXNUMX-XNUMX.

Kondensatory C6, C8, C10-C12, C15, C19, C25, C40-C44 są kondensatorami blokującymi, więc nie ma dla nich specjalnych wymagań. Niemniej jednak pożądane jest stosowanie kondensatorów ceramicznych KM-5, K10-17, K10-23 i podobnych z grupą TKE nie gorszą niż NZO (X7R dla importowanych kondensatorów). Wynika to z faktu, że dla kondensatorów grupy H70H90 (Z5U, Y5V), przy częstotliwościach powyżej kilku megaherców, rzeczywista pojemność zauważalnie spada. Sensowne jest sprawdzanie ich tylko pod kątem braku przerwy (obecność pojemności) i awarii przy napięciu 25-30 V.

Kondensator izolujący Folia C1, najlepiej polipropylenowa, polistyrenowa lub poliwęglanowa (K78-2b, K71-4, K71-5, K71-7, K77-1, K77-2a). Jednak ich wymiary, z wyjątkiem K77-2, są bardzo duże, dlatego autor zastosował kondensatory lavsan K73-17, wybrane zgodnie ze współczynnikiem jakości przy częstotliwościach 100 Hz (co najmniej 700) i 1 kHz (co najmniej 200) . Różnica pojemności przy częstotliwościach 100 Hz, 1 kHz i 10 kHz nie powinna przekraczać 3%.

Niestety prawdopodobieństwo mariażu w niskonapięciowych K73-17 w poszczególnych partiach jest bardzo duże, dlatego w przypadku braku przyrządów pomiarowych zaleca się stosowanie przyrządów o wyższym napięciu (na 160 lub 250 V). Z tego samego powodu kondensatory wysokiego napięcia są używane jako C77, C78. Nawiasem mówiąc, zauważam, że badanie importowanych kondensatorów marek popularnych wśród audiofilów (na przykład MIT, SOLEN) nie wykazało żadnej przewagi nawet nad dobrymi egzemplarzami K73-17, nie mówiąc już o K78-2, a zwłaszcza K71-7.

Wartość C1 dobierana jest z warunku uzyskania częstotliwości odcięcia około 20 Hz, jednak przy zastosowaniu wzmacniacza z małym głośnikiem sensowne jest zwiększenie częstotliwości odcięcia do 40...50 Hz, aby uniknąć przeciążania Głowice głośnikowe o niskiej częstotliwości. Jakość, a często „ilość” basu poprawia się nawet poprzez zmniejszenie zniekształceń spowodowanych nadmiernym skokiem membrany. Zmiana pojemności kondensatorów C1 w kanałach PA nie powinna przekraczać 5%.

Kondensatory C5, C9, C31, C32, C35, C37, C39, C45, C47-C51, C77, C78 - Lavsan - K73-17 lub podobne importowane (Mylar, poliester). Głównym wymaganiem dla nich są małe wymiary i umiarkowana indukcyjność pasożytnicza (nie więcej niż 0,02 ... 0,04 μH). Po zakupie kondensatorów pożądane jest sprawdzenie ich równoważnej rezystancji przy wysokich częstotliwościach (patrz poniżej), ponieważ istnieje wada styku aluminiowego poszycia płytek z końcowym odlewem kondensatora na bazie cynku lub cyny-ołowiu lutować. Jest to najważniejsze dla C47 - C49, C77 i C78. Aktywny składnik ich rezystancji nie powinien przekraczać 0,2 ... 0,3 Ohm.

Kondensatory C52 i C79 - polipropylenowe, K78-2 lub podobne importowane o niskiej indukcyjności (tłumienie zakłóceń). Ich zastąpienie kondensatorami innych typów jest niepożądane, ale pojemność nie jest krytyczna: wartość C52 mieści się w granicach 4700-2200 pF, C79 - 1500 - 3300 pF. Kontrola sprowadza się do kontroli dopuszczalnego napięcia (co najmniej 50 V), pojemności i współczynnika jakości (co najmniej 1000 przy częstotliwości 100 kHz lub 1 MHz).

Kondensatory tlenkowe C2, C4, C13, C14, C20, C27, C30, C33, C53-C76, C80, C81 - domowe K50-35, K50-68. Przy wyborze importowanych kondensatorów ważny jest nie tyle producent, co ich rzeczywiste właściwości. Najlepsze są kondensatory o niskiej indukcyjności i niskiej zastępczej rezystancji szeregowej - ESR (w importowanych jest to grupa "Low ESR"). Przeznaczone są głównie do przełączania zasilaczy. Podobne kondensatory są produkowane przez wielu producentów, ale są droższe od konwencjonalnych, a ich zakup często jest możliwy tylko na zamówienie. Z konwencjonalnych kondensatorów można polecić produkty Hitachi, Marcon, Nichihon, Rifa, Rubicon, Samsung. Nawiasem mówiąc, uważna analiza katalogów producentów kondensatorów tlenkowych pokazuje, że tak zwane kondensatory „For Audio” o dużej pojemności okazują się w najlepszym wypadku niczym więcej niż kondensatorami z grupy „Low ESR” z zmienione oznaczenie.

Sprawdzanie kondensatorów tlenkowych o stosunkowo małej pojemności (C2, C4, C13, C14, C20, C27) sprowadza się do pomiaru ich prądu upływu przy napięciu znamionowym (nie więcej niż 10 ... 20 μA), a także oceny ich indukcyjności i ESR . Metoda pomiaru prądu upływu jest oczywista, a wyznaczenie rezystancji szeregowej i indukcyjności przeprowadza się w następujący sposób.

Przez kondensator połączony szeregowo z rezystorem bezdrutowym R = 300-750 omów (0,5-1 W) do generatora sygnału sinusoidalnego o napięciu wyjściowym co najmniej 5 V przepływa prąd przemienny o różnych częstotliwościach, a napięcie na nim jest mierzone za pomocą miliwoltomierza lub oscyloskopu. Wykres zależności napięcia na kondensatorze od częstotliwości w zakresie 1 kHz ... 1 MHz jest wykreślany we współrzędnych logarytmicznych wzdłuż obu osi (ryc. 8). Zwykle ma postać kąta rozwartego z górą w dół, a przebieg lewej gałęzi jest określony przez efektywną pojemność kondensatora, wzrost napięcia przy wyższych częstotliwościach jest związany z pasożytniczą indukcyjnością kondensatora, a „ ostrość” kąta zależy od rezystancji szeregowej.

Te wartości z wystarczającą dokładnością do praktyki można określić na podstawie wykresu w następujący sposób.

Najpierw znajdź napięcie U1 odpowiadające minimum krzywej. Po drugie, budują styczne do wznoszących się „gałązek” krzywej i zaznaczają punkt ich przecięcia (ryc. 8). Napięcie i częstotliwość odpowiadające punktowi przecięcia są oznaczane odpowiednio jako U2 i fo.

Następnie łatwo jest znaleźć ESR, efektywną pojemność i indukcyjność pasożytniczą kondensatora za pomocą wzorów:

gdzie Rep - EPS, UG - napięcie generatora.

Oczywiście wystarczy zbudować wykres tylko dla jednego lub dwóch przypadków kondensatorów, impedancja pozostałych jest sprawdzana w dwóch lub trzech punktach przy częstotliwościach odpowiadających minimalnej rezystancji szeregowej i przy częstotliwości około 1 MHz. Dopuszczalna wartość EPS wynosi nie więcej niż 0,1 ... 0,15 oma dla kondensatorów 4700 i 3300 mikrofaradów i nie więcej niż 1,5 oma dla kondensatorów 220 mikrofaradów. Ich dopuszczalne indukcyjności wynoszą odpowiednio nie więcej niż 0,02 ... 0,05 μH.

Jeśli niemożliwe jest sprawdzenie kondensatorów tlenkowych o dużej pojemności pod kątem „ubezpieczenia”, można je zbocznikować za pomocą folii lub kondensatorów ceramicznych do odpowiedniego napięcia o wartości znamionowej kilku mikrofaradów.

Sprawdzanie diod małej mocy, oprócz monitorowania napięcia przewodzenia (nie więcej niż 0,7 V przy prądzie 20 mA), ogranicza się do oceny ich prądu upływu przy małym napięciu wstecznym wynoszącym 3 ... pomiary co najmniej 6 MΩ , na przykład VK100-7, VK9-7. Tak więc dla VK15-7 na granicy 9 MΩ prąd całkowitego ugięcia igły wynosi 100 nA, a jego zauważalne odchylenie występuje nawet przy prądzie 60 nA. Podczas pomiaru prądu wstecznego diody muszą być chronione przed światłem.

Najostrzejsze wymagania dotyczące prądu upływu mają VD1, VD2, VD15, VD16 (nie więcej niż 2...3nA w temperaturze +60...80°C); dla VD9-VD14 dopuszczalny jest prąd nie większy niż 10 ... 15 nA. Na szczególną uwagę zasługują wymagania dotyczące diod VD26, VD27 - jest to spadek napięcia do przodu nie większy niż 0,7 V (w temperaturze 20 ° C i prądzie 20 mA) oraz prąd upływu nie większy niż 3 . .. 5 μA przy napięciu wstecznym 120 V i temperaturze +60 .. .80°С. W przypadku pozostałych diod małosygnałowych wystarczy ograniczyć się do prostego sprawdzenia za pomocą omomierza.

Diody prostownicze VD28 - VD31, a zwłaszcza VD36-VD41, należy przetestować pod kątem napięcia wstecznego przebicia - odpowiednio co najmniej 100 i 150 V (przy prądzie wstecznym do 100 μA i temperaturze + 60 ... 80 ° C). Dodatkowo należy sprawdzić napięcie przewodzenia na diodach VD36-VD41 przy przepływie impulsu prądowego 50...60 A.

Schemat takiego sprawdzenia pokazano na ryc. 9. Napięcie przewodzenia na diodach obserwowane na oscyloskopie dla mostka VD38-VD41 nie powinno przekraczać 1,3 ... potencjalnie zawodne.

Diody Zenera VD22-VD25 są sprawdzane w zwykły sposób pod kątem napięcia stabilizującego przy prądzie 7 ... 8 mA Podczas instalowania diod Zenera we wzmacniaczu pożądane jest, aby napięcie stabilizujące VD23 było równe lub w przybliżeniu 70 . .. 100 mV większy niż VD24.

Wystarczy sprawdzić tranzystory VT1-VT10, VT44, VT45 pod kątem współczynnika przenoszenia prądu bazowego i napięcia przebicia Uke Współczynnik h21E dla VT1-VT4 powinien mieścić się w granicach 80 ... ...600 mA. Napięcie przebicia dla VT5-VT12 z wyłączoną podstawą i temperaturą 50 ... 250 ° C musi wynosić co najmniej 5 V, dla VT10, VT1, VT4, VT80, VT100, VT25 - co najmniej 5 V, a dla VT8 , VT9 - nie mniej niż 10 V. Kryterium początku awarii jest wzrost prądu o ponad 44 μA. Wybierając tranzystory, instancje o najwyższym współczynniku h45E najlepiej stosować jako VT80, VT6. Tranzystory VT7, VT40 i VT50 muszą mieć h21E co najmniej 6, a początkowy prąd kolektora Ikeo nie większy niż 7 μA w temperaturze 11 ... 12 ° C i napięciu Uke \u15d 21 ... 50 V.

Współczynnik przenoszenia prądu dla VT13, VT14 nie jest krytyczny; ważne jest tylko, aby przy prądzie kolektora 10 mA i Uke = 6 ... 10 V było więcej niż 40. Wymagania dla tranzystorów VT16-VT19 są bardziej rygorystyczne - ich h21e przy prądzie kolektora około 10 mA i Uke = 5 V musi wynosić co najmniej 60 (najlepiej 70...100). Podobny wymóg dotyczy VT20-VT27. Nie ma potrzeby dobierania tranzystorów według współczynnika h21e, wystarczy, jeśli rozrzut nie przekracza 50…80%.

W przypadku tranzystorów wyjściowych (VT28-VT43) współczynniki h21e muszą wynosić co najmniej 40 przy prądzie 1 A. Niepożądane jest stosowanie tranzystorów z h21e>80, ponieważ ich bezpieczny obszar działania jest mniejszy. Napięcie przebicia Ukeo, gdy podstawa jest wyłączona, musi wynosić co najmniej 100 V przy prądzie 20 μA dla VT13, VT14, VT1 b-VT19 i co najmniej 80 V dla VT20 - VT43 (przy prądzie rozruchowym przebicia 0,2 mA dla VT20 -VT27 i 2mA dla VT28-VT43). Temperatura próby napięciowej Ukeo-60...80°C.

W przypadku VT13, VT14, VT16-VT43 wymagana jest dokładniejsza kontrola. Wynika to z faktu, że defekty któregokolwiek z tych tranzystorów z dużym prawdopodobieństwem doprowadzą do awarii wielu innych.

W związku z tym dodatkowo pożądane jest, aby sprawdzali prąd krytyczny i rezystancję objętościową kolektora. Zbyt duża rezystancja (typowa dla tranzystorów wysokonapięciowych) prowadzi do wczesnego wejścia tranzystora w stan quasi-nasycenia. Tranzystor w tym trybie pozostaje sprawny, ale jego właściwości wzmacniające i częstotliwościowe są znacznie zmniejszone: częstotliwość odcięcia spada o jeden lub nawet dwa rzędy wielkości, współczynnik przenoszenia prądu maleje, a efektywna pojemność kolektora wzrasta.

Tak gwałtowny wzrost bezwładności tranzystorów, oprócz pogorszenia właściwości wzmacniacza, prowadzi do ryzyka jego samowzbudzenia przy częstotliwościach 0,6 ... 2 MHz, a następnie awarii z powodu przegrzania przez prądy przelotowe.

W związku z tym wejście tranzystorów VT13, VT14, VT16-VT42 w tryb quasi-nasycenia jest wykluczone ze względu na wybór ich trybów o stosunkowo niskich prądach roboczych. Dalszy spadek prądów doprowadzi do zmniejszenia szybkości narastania i marginesu stabilności wzmacniacza.

Ponieważ jednak zmienność rezystancji objętościowej kolektora nie jest znormalizowana przez producentów tranzystorów, konieczna jest weryfikacja. W warunkach amatorskich polega to na wyznaczeniu zależności h21e od napięcia Uke.

Technika polega na ustawieniu zadanego prądu kolektora tranzystora na napięcie Uke = 5...10 V poprzez regulację prądu bazy, a następnie obniżenie tego napięcia do wartości odpowiadającej zmniejszeniu prądu kolektora o 10...15 % (przy tym samym prądzie bazowym). To napięcie, przy którym zaczyna się gwałtowny spadek prądu kolektora, będzie progiem rozpoczęcia quasi-nasycenia tranzystora (przy danym prądzie kolektora).

Napięcie progowe tranzystorów KT9115 nie powinno przekraczać 5 V przy prądzie kolektora 14 mA, a KT969 - 3 V przy tym samym prądzie. Jako VT13 pożądane jest stosowanie tranzystorów o najniższym napięciu progowym quasi-nasycenia. Wartość h21e, przyjęta jako początkowa, musi być dla nich zmierzona przy Uke = 10 ... 12V.

Tranzystory KT961 i KT639 są testowane przy prądzie 100 ... 150 mA, mierząc początkowy współczynnik h21e przy Uke = 5 V. Napięcie progowe przy tym prądzie nie powinno przekraczać 1,5 V dla KT639 i 1,2 V dla KT961.

Tranzystory KT818 i KT819 są sprawdzane przy prądzie 2 A, natomiast początkowe h21e należy mierzyć przy Uke = 5 V, a napięcie progowe nie powinno przekraczać 1,8 V dla KT818 i 1,5 V dla KT819.

Sprawdzenie prądu krytycznego dla tranzystorów KT818 i KT819 polega na pomiarze h21e przy Uke = 5 V i dwóch wartościach prądu kolektora: 1 A i 3 A. Spadek h21e mierzony przy prądzie 3 A jest dopuszczalny do 65% wartości odpowiada prądowi 1 A.

Tranzystory KT818 i KT819 o indeksach G1 są dokładnymi analogami KT818GM i KT819GM ​​​​i różnią się tylko rodzajem obudowy (plastik - KT43-1).

Ponieważ podczas sprawdzania tranzystorów i prądów o natężeniu większym niż 50 mA uwalniają one wystarczająco dużą moc do ogrzewania, pomiary należy wykonać albo bardzo szybko (w ciągu kilku sekund), albo instalując tranzystory na radiatorze.

Sprawdzanie wzmacniacza operacyjnego DA1, DA3, DA4 jest następujące.

Charakterystyki częstotliwości i prędkości są sprawdzane w obwodzie na ryc. 10 za pomocą oscyloskopu i generatora. Kryterium akceptacji jest szybkość narastania i opadania sygnału prostokątnego o dużej amplitudzie (5 V na wejściu) co najmniej 60 V/µs oraz brak widocznego zniekształcenia kształtu sygnału sinusoidalnego o amplitudzie 4 V do częstotliwości 1,5...2 MHz. Pobór prądu przez wzmacniacz operacyjny bez sygnału (mierzony spadkiem napięcia na rezystorach filtra mocy) musi mieścić się w granicach 5 ... 10 mA, amplituda maksymalnego napięcia wyjściowego przy częstotliwości 20 kHz wynosi co najmniej ± 14 V. Wychodzeniu z ograniczenia nie powinny towarzyszyć stany przejściowe.

Szum i napięcie polaryzacji są sprawdzane przy zwartym wejściu i zamknięciu styków S1 i S2, co powoduje przełączenie wzmacniacza operacyjnego w tryb wzmacniacza skali ze wzmocnieniem 50 dB (włączenie S2 ogranicza pasmo szumów do 50 kHz) . Wyjściowe napięcie szumu nie może przekraczać 1,4 mV (7 mV międzyszczytowe na ekranie oscyloskopu), a przesunięcie DC nie może przekraczać ±1,5 V.

Wzmacniacz operacyjny DA2 sprawdza się, włączając go zgodnie ze schematem pokazanym na ryc. 11. Kryterium przydatności jest obecność na wyjściu stałego napięcia nie większego niż 200 mV i pojawienie się sygnału odbioru na wyjściu wzmacniacza operacyjnego, gdy ręka dotyka zacisku 3 DA2.

W podobny sposób sprawdzany jest wzmacniacz operacyjny DA5. Na jego wyjściu w stanie ustalonym (po 1-2 minutach) napięcie stałe nie powinno przekraczać 80 mV, a wahania napięcia szumu na ekranie oscyloskopu nie powinny przekraczać 1 mV (międzyszczyt). Podczas pomiaru hałasu należy zapewnić dobre ekranowanie.

Tablica o wymiarach 310 x 120 mm (patrz rys. 12) wykonana jest z dwustronnej folii z włókna szklanego o grubości 1,5-2 mm z metalizacją otworów. Przeznaczony jest do montażu w stopniu wyjściowym do 12 sztuk na ramię mocnych tranzystorów w obudowach KT-28 (na przykład KT818G i KT819G) lub TO-220 (o rastrze wyprowadzeń 2.5 mm).

Ryż. 12 (kliknij, aby powiększyć)

CECHY PCB I MONTAŻ WZMACNIACZA

na ryc. 13 przedstawia rozmieszczenie elementów na płytce jednego kanału (patrz rys. 12). Oprócz większości elementów wskazanych na schemacie obwodu (ryc. 4). Płytka przewiduje montaż szeregu dodatkowych elementów. Aby zachować spójność numeracji starych i nowych elementów na płytce, nadano im kolejne numery seryjne lub indeksy literowe, np. VT23A. R86B.

Ryż. 13 (kliknij, aby powiększyć)

Wyprowadzenia K0, K1 - wspólne zasilanie

K2 - sygnał wspólny, zwarcie - wejście sygnału;

FBH - wyjście +OS; FBL - wyjście -OS.

Płytka przystosowana do montażu bardziej popularnych tranzystorów dużej mocy KT818G i KT819G do 12 sztuk na ramię. W związku z tym liczba tranzystorów w drugim stopniu wtórnika (VT20-VT27B) została zwiększona z czterech do sześciu na ramię, a także zwiększono prądy spoczynkowe VT16-VT27B. Dodatkowo konieczna była zmiana wartości kilku rezystorów: R76. R77 ma teraz 130-150 omów (zamiast 390 omów). R78-R81 — 8,2 oma każdy (zamiast 15 omów). Wartość R64, R66 ma również sens zmniejszyć do 10 omów. Tranzystory VT16-VT19 muszą być wyposażone w płytowe radiatory wykonane ze stopu aluminium o grubości 1,5...2 mm i powierzchni co najmniej 25 cm^ - po jednym na każdą parę tranzystorów. Dla VT13 i VT14 dostarczane są również małe radiatory (8...10 cm^). Aby zmniejszyć ogrzewanie VT13. VT14, możesz również nieznacznie zwiększyć wartości znamionowe R59 i R63 do 160 omów (zamiast 150 omów).

Ponadto wartości znamionowe R82-R85 są zmniejszone do 13 omów (zamiast 68 omów), a R86 - R93 - do 3,3 omów (zamiast 4,7 omów). Zmiany wpłynęły również na parametry znamionowe obwodów korekcyjnych - C16 ma teraz pojemność 470 pF (zamiast 270). R25 i R26 - po 2.7 kOhm (zamiast odpowiednio 4,7 kOhm i 1 kOhm). R33 jest teraz oceniany na 47 omów (zamiast 220). R38 i R44 - po 2.2 kOhm (zamiast 2 kOhm). R64 i R66 - po 10 omów (zamiast 15). Kondensatory C17. C18 można zastąpić jednym rurowym 3-3,3 pF lub dwoma 6,2 pF każdy (w razie potrzeby jest wybierany zgodnie z rodzajem stanu przejściowego).

Aby zwiększyć minimalny spadek napięcia na VT20-VT43 podczas otwierania VD26, VD27, pożądane jest włączenie diody KD16A w kierunku do przodu szeregowo z emiterem tranzystorów VT19-VT521. Nie ma dla nich miejsca na tablicy. dlatego najwygodniej jest wlutować diodę w szczelinę między odpowiednim zaciskiem emitera a polem kontaktowym.

Oprócz sygnalizacji zniekształceń samego PA (spowodowanych „twardym” ograniczeniem sygnału wyjściowego) wprowadzono możliwość wskazania działania „miękkiego” ogranicznika. Osiąga się to poprzez zmianę jego schematu (patrz ryc. 14). Po uruchomieniu „miękkiego” ogranicznika na rezystorze R126 pojawia się napięcie o odpowiednim znaku, którego wartość bezwzględna osiąga 0,6 V, gdy próg miękkiego limitu zostanie przekroczony tylko o 90 ... 100 mV. Dalszy wzrost tego napięcia powyżej 1,2 ... 1,3 V jest blokowany przez diody VD46-VD49.

Dodatkowo istnieje możliwość wyprowadzenia stopnia wyjściowego wzmacniacza operacyjnego DA 1 do trybu klasy „A” w celu zmniejszenia jego nieliniowości i skutków wykrywania zakłóceń o wysokiej częstotliwości podczas pracy na stosunkowo niskim (3.5 kOhm) obciążeniu . Źródło prądu 4 ... 6 mA jest wykonane na tranzystorze polowym VT46 typu KP303E lub KP364E i rezystorze R125 (około 150 omów). Ponieważ zniekształcenia KR140UD1101 nawet bez źródła prądu są bardzo małe i nie mają nadmiernego wpływu na ogólny poziom zniekształceń UMZCH. instalacja VT46 i R125 jest opcjonalna. Podczas instalacji VT46 należy sprawdzić jego napięcie przebicia bramki drenażowej, nie powinno ono być mniejsze niż 40 V.

Aby ograniczyć indukcyjność pasożytniczą instalacji, wyjścia tranzystorów stopnia wyjściowego VT20-VT43 są przylutowane bezpośrednio do płytki drukowanej. Środek ten wynika z że pasożytnicza indukcyjność zacisku emitera potężnego tranzystora zmniejsza jego rzeczywistą częstotliwość odcięcia. Mając to na uwadze, staje się oczywiste, że aby zaimplementować prędkość nawet stosunkowo „wolnych” tranzystorów wyjściowych o częstotliwości odcięcia 5 ...

W tym celu w szczególności tranzystory wyjściowe, a także diody VD37-VD41 (na ryc. 13 zaznaczono je kolorem czerwonym), umieszcza się pod płytką drukowaną od strony radiatora i izoluje od niej za pomocą uszczelka z gumy termoprzewodzącej typu Nomacon lub podobnej w skrajnych przypadkach firmy lavsan. Można również użyć ceramiki z miki, berylu lub azotku glinu w połączeniu z pastą przewodzącą ciepło. W przypadku stosowania uszczelek, zwłaszcza cienkich, należy dokładnie sprawdzić czystość współpracujących powierzchni, aby nie dostały się na nie opiłki metalu lub zadziory.

Dwa radiatory dla dwóch kanałów są zintegrowane z obudową wzmacniacza w postaci jego ścianek bocznych. Rysunek radiatora pokazano na ryc. 15.

(kliknij, aby powiększyć)

Mocowanie VT28-VT43 i VD36-VD41 odbywa się za pomocą stalowej płyty (ryc. 16).

Dzięki „płaskiemu” rozmieszczeniu potężnych urządzeń półprzewodnikowych, płytka jest konstrukcyjnie połączona z radiatorem. Ta okoliczność wymaga zastosowania specjalnej technologii montażu wzmacniacza.

Najpierw wszystkie części są montowane na płytce drukowanej, z wyjątkiem kondensatorów C80, C81, tranzystorów VT15, VT20-VT43 i diod VD36-VD41. Ponadto te tranzystory (z wyjątkiem VT15) i diody z formowanymi przewodami są układane na gniazdach na radiatorze, na przykład za pomocą przewodnika i dociskane płytką (o tym poniżej) w ten sposób. aby można je było przenosić przy niewielkim wysiłku. Następnie na ich wnioskach kładzie się tablicę, wykorzystując ruchliwość elementów do wyrównania wniosków z otworami. Następnie deska jest mocowana na słupkach montażowych o wysokości 10 mm (cztery otwory w pobliżu rogów deski) lub na kilku tymczasowych wspornikach, na przykład kostkach z twardego drewna o grubości 20 mm. Następnie przylutuj wszystkie wnioski VT43-VT36 i VD41 -VD20. Następnie zacisk zostaje zwolniony, a płytka wraz z diodami i tranzystorami jest wyjmowana z chłodnicy. Sprawdź jakość lutowania VT43-VT36, VD41-VD40 (zaciski VD41, VD80, które są pod C81. C0,6. Nie powinny wystawać z płytki więcej niż 80 mm) i zamontuj kondensatory C81. C28. Instalację tranzystorów i diod można przeprowadzić w kilku etapach, wygodniej jest zacząć od VT43-VT15. Tranzystor VTXNUMX, który działa jak czujnik temperatury, jest wlutowany w płytkę, dzięki czemu jego korpus wchodzi w nieprzelotowy otwór. wywiercony w radiatorze. Taka konstrukcja zapewnia najmniejszą pojemność pasożytniczą w tym obwodzie wzmacniacza o wysokiej rezystancji.

Następnie pozostaje tylko nasmarować wszystkie powierzchnie styku cienką warstwą pasty przewodzącej ciepło, wypełnić pastą otwór w radiatorze dla VT 15 i ostrożnie złożyć wszystko „czyste”.

Podczas układania tranzystorów należy kierować się zasadą: tranzystory o najmniejszym h21e znajdują się po stronie niskosygnałowej części płytki wzmacniacza, a największe - po stronie XP4.

Tranzystory VT20-VT27 są przymocowane do radiatora za pomocą uszczelek izolacyjnych za pomocą kołków z nakrętkami lub śrubami sześciokątnymi M2.5. Nakrętki (lub śruby) dokręca się kluczem płaskim. Aby zapobiec zamknięciu łączników za pomocą kolektora tranzystora, na kołki nakłada się kawałki cienkościennej rurki izolacyjnej o średnicy 2,8 ... 3 mm i długości 2 mm. Wykonanie takiej rurki nie jest trudne, nawijając na przykład kilka zwojów taśmy klejącej lavsan („taśma klejąca”) na trzpień o średnicy 2,5 ... 2,6 mm lekko nasmarowany olejem maszynowym.

Płaszczyzny lądowania tranzystorów i diod muszą być uziemione na pręcie przed instalacją. Następnie, aby zapobiec nacięciu uszczelek, z krawędzi otworów montażowych i obudów tranzystorów usuwa się małe fazowania (0,2 ... 0,3 mm).

Do podłączenia przekaźnika przełączania obciążenia na płytce instaluje się 26-pinową sekcję złącza pinowego ХР2 typu PLS [10]. stosowane w komputerach. Obwód filtra wyjściowego jest podłączony do parzystych styków złącza, a wyjście potężnego stopnia wzmacniacza jest podłączone do nieparzystych styków. W przypadku wątpliwości co do jakości dostępnych złączy kabel wychodzący z przekaźnika można przylutować bezpośrednio do płytki.

Sygnał wyjściowy z płytki każdego kanału wzmacniacza jest również podawany 26-żyłowym kablem taśmowym przez złącze XRP. „Sygnał” to nieparzyste styki, a nawet styki są podłączone do wspólnego przewodu. W tym przypadku elementy filtra wyjściowego L1, L2, R118-R.121, C77-C79. a zworki S2 i S3 znajdują się na małej ekranowanej płytce umieszczonej w pobliżu zacisków wyjściowych wzmacniacza tak, aby zworki były dostępne od strony tylnej ścianki. Odległość między cewkami wynosi co najmniej 25 mm i lepiej jest umieścić je pod kątem prostym względem siebie.

Cewka L1 (1,3 μH) ma 11, a L2 (1.8 μH) - 14 zwojów drutu PEV o średnicy 1.7 ... 2 mm. Nawijane są zwój po zwoju na ramie o średnicy 18 mm. Cewki są mocowane za pomocą żywicy epoksydowej.

Ekran płyty filtra jest wykonany z materiału niemagnetycznego. Musi znajdować się w odległości co najmniej 25 mm od cewek. Aby zachować stabilność wzmacniacza, długość przewodów taśmowych nie może przekraczać 350 mm.

W celu uproszczenia instalacji wzmacniacza mostki diodowe prostowników ±53 V (VD8, VD9 - na ryc. 7) zostały przeniesione z jednostki automatyki na płytki PA. Każdy mostek (na płytce - VD42-VD45) jest montowany na osobnych diodach KD243B. KD243V lub KD247B. Aby zmniejszyć prąd szczytowy kondensatory C80. C81 należy wziąć z mniejszą pojemnością - 1000 mikrofaradów.

Wyjścia uzwojeń transformatora mocy T1 są podłączone do płytki wzmacniacza poprzez ośmiostykowe złącze MPW-4 XP8 [11] o rastrze wyprowadzeń 5.08 mm. Niezawodność i niską rezystancję styków uzyskuje się poprzez zduplikowanie styków obwodów wysokoprądowych. Zamiast złącza można zainstalować złącze zaciskowe lub po prostu wlutować przewody w otwory płytki drukowanej.

Dla ułatwienia instalacji wszystkie połączenia pomiędzy płytą wzmacniacza a jednostką automatyki są poprowadzone do jednego złącza - XP1. Dlatego zamiast złącza z trzema pinami (XP1 - na rys. 4) na płytce zastosowano jedno złącze typu IDC14 z 14 pinami. Powołanie i numerację jego kontaktów zmienia się zgodnie z Tabelą. 1.

W związku z tym poprawiono również numerację styków współpracującej części złącza (XS1 - na ryc. 5). za pomocą którego do płytki wzmacniacza podłączony jest wskaźnik przeciążenia oraz przycisk „Reset”. Rezystor R16 (R26 - dla innego kanału) filtra dolnoprzepustowego urządzenia wykrywającego napięcie DC (patrz rys. 7) jest podłączony do wyjścia wzmacniacza poprzez pin 5 złącza XP1 i dodatkowy rezystor ochronny R124 (z rezystancja 0,3 - 4,7 kOhm - na schemacie tego nie pokazano, ale jest na płytce). Sygnał zadziałania ogranicznika miękkiego (patrz rys. 14) wchodzi do wskaźnika (więcej o tym w dalszej części artykułu) przez dodatkowy węzeł progowy, podobny do wskaźnika przesterowania.

W wariancie bez wskaźnika miękkiego limitu diody VD46-VD49 nie są instalowane na płytce wzmacniacza, a zamiast rezystora R126 wlutowana jest zworka. Elementy VT46. R125 nie jest instalowany, jeśli wzmacniacz operacyjny DA3 nie musi być przełączany w tryb klasy „A”.

Zamiast zworki S1 (patrz rys. 4) na płytce znajduje się czteropinowa sekcja złącza PLS. wykonywanie kilku funkcji naraz. Po pierwsze można zmienić tryb pracy kompensatora spadku napięcia na przewodach do głośników. Ustawienie zworki między pinami 2 i 1 odpowiada trybowi czteroprzewodowemu, a zworka między pinami 2 i 4 włącza tryb trzyprzewodowy (jak w [3]). Po drugie, podczas testowania wzmacniacza złącze to służy do podania sygnału testowego do wzmacniacza przez rezystor R30, z pominięciem wejściowego filtra dolnoprzepustowego i miękkiego ogranicznika. Pozwala to na sumowanie sygnałów z dwóch generatorów w celu pomiaru zniekształceń intermodulacyjnych i obserwowanie stanów nieustalonych we wzmacniaczu za pomocą sygnału impulsowego o fali prostokątnej.

Eksperymenty z dwoma prototypami wzmacniacza wykazały, że dla posiadanych przez nas tranzystorów KT9115 i KT969 ponad 70% testowanych tranzystorów miało znacznie niższą częstotliwość odcięcia. Zalecanym zamiennikiem KT9115 jest 2SA1380. dla KT969-KT602BM lub 2SC3502. Tranzystory te są znacznie mniej podatne na samowzbudzenie niż 2SAl538n2SC3953.

Ponadto podczas testowania wzmacniaczy w trybach ograniczających ujawniono niewystarczającą niezawodność tranzystorów stopnia końcowego - jak KT639. podobnie jak BD139. BD140. Przeprowadzone przez autora badanie obszaru bezpiecznej pracy dostępnych egzemplarzy tych tranzystorów wykazało, że jest to niewystarczające do zagwarantowania niezawodnej pracy wzmacniacza w podwyższonych temperaturach.

Aby zwiększyć niezawodność wzmacniacza, szczególnie w miejscowościach o niestabilnym zasilaniu, zaleca się obniżenie napięcia zasilania w oparciu o rzeczywistą wymaganą moc maksymalną w obciążeniu. Podczas zasilania stopnia wyjściowego wzmacniacza napięciem większym niż ±28 V zamiast KT639Zh i KT961A należy zastosować niedrogie importowane tranzystory 2SB649. 2SB649A (struktury pnp) i 2SD669. 2SD669A (struktury npn). oraz z zasilaniem ±40 V - 2SA1837 i 2SC4793.

Jeśli we wzmacniaczu zastosowano elementy inne niż zalecane, ciągła lub co gorsza, generacja RF poszczególnych tranzystorów, która zależy od użytecznego sygnału. Ta wada jest najprawdopodobniej w VT13. VT14, VT6 i VT8. Aby stłumić generowanie tranzystorów VT13 i VT14, zapewniono odpowiednio obwody B64C41 i R66C42, ale zastosowano diody Zenera VD23. VD24 o dużej pojemności wraz z tranzystorami wysokiej częstotliwości (2SA1538 i 2SC3953) może wymagać włączenia rezystorów 22 ... 47 Ohm do obwodów bazowych. Dlatego podkładki pod te rezystory znajdują się na odwrotnej stronie płytki (rozmiar 0805 do montażu powierzchniowego). W tym samym celu przewidziano miejsca do instalacji między podstawą a emiterem tranzystorów VT5. Szeregowe obwody RC VT8 o wartościach znamionowych odpowiednio 10 ... 20 omów i 100 ... 300 pF.

Aby zagwarantować przed możliwością degradacji złączy p-n VT6. VT8 podczas stanów nieustalonych, gdy zasilanie jest dostarczane do ich obwodów kolektora, konieczne jest włączenie diody KD521A w kierunku do przodu: z jednym wyjściem jest ona wlutowana w otwór na kolektor (VT6. VT8). a kolektor odpowiedniego tranzystora jest podłączony do drugiego zacisku.

Rezystory mocy R94 - R109. R122. R123 można zredukować do 0.5W. Nawiasem mówiąc, konstrukcja płytki pozwala na użycie rezystorów 0.25 W zamiast 0,125 W.

Aby zwiększyć gęstość montażu na płytce, kilka elementów umieszczono pod innymi (na przykład dioda VD19 znajduje się pod tranzystorami VT5, VT7). Dlatego wielkogabarytowe elementy, takie jak kondensatory foliowe, są instalowane po zamontowaniu rezystorów i diod.

Miejsca montażowe dla kondensatorów C53 - C76 umożliwiają montaż dwóch najczęściej spotykanych rozmiarów: o średnicy 22 lub 25 mm z rozstawem wyprowadzeń odpowiednio 10,3 lub 12,7 mm. Istnieje również możliwość montażu kondensatorów z zaciskami w kształcie pazurów.

Używając niekompletnego zestawu kondensatorów C53 - C76, lepiej umieścić je bliżej środkowej linii płytki. Kondensatory C30, C3. C80 i C81 muszą mieć średnicę nie większą niż 18 mm i odległość między zaciskami 7,5 mm.

Miejsce montażu pod C1 przeznaczone jest do montażu kondensatorów K73-17. K77-2. K78-2 lub import (rozstaw pinów 3.5 lub 15 mm).

Wnioski z kondensatorów ceramicznych są formowane w ten sposób. tak, aby odległość między nimi wynosiła 5 mm. Dodatkowo wprowadzono kondensatory C11A. C19A - blokowanie obwodów mocy \u16,5d 0.1 V, ich pojemność wynosi XNUMX uF.

Z uwagi na to, że jeden z boków płytki drukowanej jest prawie w całości zajęty przez warstwę wspólnego przewodu, sprawdzenie go „pod światło” w poszukiwaniu zwarć między ścieżkami jest utrudnione, dlatego należy to zrobić z najwyższą starannością. opieka.

Po złożeniu dwóch prototypów płytek przeprowadzono wstępne testy złożonego wzmacniacza z uwzględnieniem powyższych zaleceń. Jednocześnie, w przeciwieństwie do wcześniejszych pomiarów samej końcówki mocy (bez filtra wejściowego i miękkiego ogranicznika), zmierzono zniekształcenia toru przelotowego – razem z filtrem i ogranicznikiem. Testy odbyły się na kompleksie Audio Precision System One, będącym właściwie światowym standardem w technice audio. Metody pomiaru zniekształceń stosowane w tym kompleksie są znormalizowane przez IEC. uwzględniać nie tylko produkty zniekształceń, ale także szum szerokopasmowy (w paśmie 22, 80 lub 200 kHz). Cecha ta, co prawda przeszacowuje poziom zniekształceń wraz ze spadkiem poziomu sygnału (są one maskowane przez szum), ale umożliwia wykrywanie produktów o różnych efektach parametrycznych: od wzrostu szumu wraz ze wzrostem poziomu sygnału do wykrywania niestabilności dynamicznej i szumu montażowego.

Wyniki pomiarów harmonicznych plus szum (THD+N) w funkcji poziomu mocy w obciążeniu 4 Ω przy napięciu zasilania ±38 V przy częstotliwościach 1 i 20 kHz przedstawiono na rys. 17. Ten wykres wyraźnie pokazuje piłokształtne zachowanie charakterystyk spowodowane automatycznym przełączaniem limitów przy maksymalnej czułości analizatora. Początek „miękkiego ogranicznika” odpowiada mocy około 80 ... 100 watów. a przy mocy wyjściowej od 12 do 80 W wartość THD+N w paśmie do 200 kHz nie przekracza 0.003%. ponadto poziom zniekształceń przy częstotliwości 20 kHz (dolna krzywa) okazuje się nawet nieco mniejszy niż przy częstotliwości 1 kHz. Przy mocy 1 W sumaryczne tło, szumy, zakłócenia i zniekształcenia w paśmie do 200 kHz płytki UMZCH (bez ekranowania i obudowy) nie przekroczyły poziomu 0,0085% (-81) dB.

Z innych cech interesująca jest zależność poziomu dynamicznych zniekształceń intermodulacyjnych (DIM-100) dla częstotliwości 15 kHz od napięcia sygnału wejściowego (ryc. 18).

Dokładne badanie układów wzmacniaczy ujawniło i potwierdziło wiele innych interesujących cech, na przykład zanik „skoku” stopnia wyjściowego, gdy częstotliwość sygnału wzrasta jeszcze przed włączeniem OOS.

Konstrukcyjnie wzmacniacz mocy wykonany jest w metalowej obudowie, podzielonej na kilka komór. Elementy znajdują się głównie na płytkach drukowanych. Oprócz płytek wzmacniacza mocy montowanych na ściankach bocznych w obudowie zamontowano radiatory, płytki filtrów wyjściowych, płytki przekaźników zabezpieczających obciążenie oraz płytkę automatyki. Na płycie czołowej wzmacniacza umieszczona jest płytka z diodami LED HL1 - HL4 sygnalizującymi działanie zniekształceń i zabezpieczeń oraz przyciskiem SB1 kasującym zadziałanie zabezpieczenia (patrz schemat na rys. 19). Wszystkie płytki są ze sobą połączone za pomocą złączy serii IDC oraz płaskich przewodów o żyłach 14 i 26. Połączenia lutowane stosowane są jedynie w obwodach sygnałowych oraz obwodach mocy wysokoprądowej.

Transformatory zasilające (TT.T2) montowane są bezpośrednio na obudowie wzmacniacza w jednym z ekranowanych przedziałów. Optotyrystory VS1 i VS2 są instalowane poprzez uszczelkę izolującą na płytowym radiatorze o powierzchni około 100 cm0,022, który znajduje się w tym samym przedziale co transformatory. Jest również odizolowany od obudowy wzmacniacza. Aby stłumić iskrzenie na stykach wyłącznika sieciowego, równolegle ze stykami wprowadza się dodatkowo szeregowe obwody RC (240 μF. XNUMX Ohm).

Obwody wejściowe wzmacniacza posiadają dodatkowe ekranowanie. Aby zwiększyć odporność wzmacniacza na zakłócenia, w jego obwodach wejściowych i wyjściowych znajdują się transformatory trybu wspólnego (T1. T4 - T7 na ryc. 19). Transformatory jednofazowe T1 w każdym kanale muszą być wykonane na wielkogabarytowych (40 ... 80 mm średnicy) pierścieniach ferrytowych o przenikalności magnetycznej co najmniej 1000 i polu przekroju co najmniej 1 cm2 . Liczba zwojów uzwojeń czterech połączonych ze sobą drutów mieści się w granicach 10 - 15, a przewody wysokoprądowe muszą mieć przekrój co najmniej 1.5 mm2. Uzwojenia dla obwodu OS najłatwiej wykonać z drutu MGTF-0.12. Transformatory wspólne T4 - T7 można wykonać z drutu MGTF-0.07 na pierścieniach z ferrytu K17x8x5 lub podobnego, ilość zwojów około 20 (nawijanie do zapełnienia okienka). W celu wytłumienia rezonansów pasożytniczych wprowadzono również rezystory R47 - R50. Zmieniono również konstrukcję zworek S2 i S3 (patrz ryc. 4 w Radio nr 11, 1999) - są one połączone w jedną sześciopinową grupę. Aby włączyć wzmacniacz w trybie czteroprzewodowym, zamknij styki 3 i 5, 4 i 6. w trybie dwuprzewodowym - 1 i 3, 2 i 4.

KONFIGURACJA WZMACNIACZA

Opisany wzmacniacz posiada dużą ilość elementów aktywnych z bezpośrednim podłączeniem, dlatego w warunkach amatorskich wskazane jest ustawianie go etapami.

Do konfiguracji wymagany jest następujący sprzęt: oscyloskop o szerokości pasma co najmniej 20 MHz (lepiej - 150 ... 250 MHz) i czułości co najmniej 5 mV na podział (na przykład C1-64. C1-65. C1-70, C1-91, C1-97. C1 -99. C1 -114. C1 -122), prostokątny generator impulsów o amplitudzie 3 ... 10 V z częstotliwością powtarzania 10 ... 250 kHz i czas trwania frontu nie dłuższy niż 15 ns. generator sygnału sinusoidalnego o amplitudzie do 5 V i górnej granicy zakresu częstotliwości co najmniej 1 MHz (najlepiej do 10 ... 20 MHz, na przykład GZ-112). Współczynnik harmoniczny tego generatora nie jest ważny. Ponadto potrzebny będzie multimetr cyfrowy lub wskaźnikowy, a także dwa rezystory drutowe o rezystancji 3.9 ... 10 omów dla mocy rozpraszania co najmniej 25 W (są one zawarte w szynach zasilających podczas sprawdzania wydajności ). Oczywiście potrzebny jest również równoważnik obciążenia.

Generator impulsów można montować na elementach szybkich mikroukładów CMOS. na przykład z serii KR1564, KR1554, KR1594, 74ANS, 74AC, 74AST najlepiej jest użyć wyzwalacza Schmitta z mikroukładów TL2 (lub podobnych). Sam generator (multiwibrator) można zmontować zgodnie z dowolnym znanym schematem, ale aby utworzyć strome fronty, jego sygnał musi przejść przez kilka kolejno połączonych elementów logicznych.

Aby sprawdzić stopnie wzmacniacza pod kątem braku błysków samowzbudzenia na częstotliwości radiowej, potrzebny jest oscyloskop o szerokości pasma co najmniej 250 MHz (C1-75. C1-104. C1-108). w przypadku jego braku można spróbować obejść się z woltomierzem z głowicą detektora o paśmie co najmniej 250 MHz (VK7-9. VK7-15).

Jeśli istnieje potrzeba oceny wielkości i charakteru zniekształceń nieliniowych wprowadzanych przez wzmacniacz, wymagany będzie generator sygnału sinusoidalnego o niskim poziomie szumów i zniekształceń (GZ-102. GZ-118. GS-50). wyposażony w filtr wycinający, a także bardzo czuły (nie gorszy niż 100 μV na działkę) oscyloskop do monitorowania sygnału resztkowego. Przydatny jest również analizator widma o zakresie dynamiki co najmniej 80 dB (SK4-56).

Warto przypomnieć, że do wszelkich lutowań we wzmacniaczu należy go odłączyć od sieci.

W pierwszej kolejności weryfikacji podlega zasilanie i automatyka. Jak już wspomniano w poprzedniej części, wprowadził on możliwość wyboru źródła sygnału w celu wskazania zniekształceń. W tym celu wykorzystywana jest grupa kontaktowa S1 (ryc. 19). Założenie zworek między pinami 1 i 3, 2 i 4 odpowiada sygnalizacji zniekształceń samego PA, a między pinami 3 i 5, 4 i 6 - sygnalizacji działania ogranicznika „miękkiego”.

(kliknij, aby powiększyć)

Najpierw należy sprawdzić wartości napięć stabilizowanych (powinny mieścić się w zakresie ±16...17.2 V), amplitudę tętnień (zakres nie większy niż 1 mV) oraz brak samoistnego -wzbudzenie stabilizatorów DA5 - DA8 przy obciążeniu około 100 mA (rezystor 160 Ohm o mocy 2 W). Tętnienie i ewentualna generacja są sprawdzane oscyloskopem z wejściem „zamkniętym”.

Następnie sprawdź jednostkę automatyki. Aby to zrobić, zaciski 7 i 8 (lub 4 i 11) DAZ i DA4 są tymczasowo połączone zworkami z przewodu montażowego 1MGTF-0.07 itp.) Do wspólnego przewodu. Następnie, włączając zasilanie jednostki automatyki, sprawdź przejście impulsu resetującego do styku 6 DD3. obecność impulsów na zaciskach 12 i 8 DD3 oraz przejście sekwencji przełączania optotyrystorów i przekaźników (patrz ryc. 7 w „Radio”, nr 12 z 1999 r.). Należy zauważyć, że ze względu na zwiększenie całkowitego prądu spoczynkowego wzmacniacza, liczba rezystorów „rozruchowych” (R11, R12) została zwiększona do 3, a ich wartość została zmniejszona do 100 - 120 omów. Do sprawdzania węzłów diagnostycznych na komparatorach DA3. DA4 usunąć połączenie ich wejść wspólnym przewodem. Po zdjęciu odpowiedniej zworki z zacisków DA3, na jego wejściu pojawia się sygnał od prądów wejściowych i zapalają się diody HL1 lub HL2 (płytka U5. Patrz rys. 19). wyłączenie którejkolwiek z dwóch zworek z kołków DA4 powinno po kilku sekundach wyłączyć przekaźnik i optotyrystory.

Po zakończeniu testu usuń wszystkie zworki z DA3 i DA4. Przydatne jest również sprawdzenie poprawności oznaczenia zacisków transformatora T1 - nieprawidłowe podłączenie uzwojeń może mieć daleko idące konsekwencje, aż do awarii potężnych tranzystorów i pozdrowienia z baterii kondensatorów tlenkowych.

Po sprawdzeniu zasilania i automatyki można przystąpić do ustawiania samego wzmacniacza (oczywiście osobno dla każdego kanału).

Przede wszystkim silnik dostrojonego rezystora R60 musi być ustawiony w pozycji odpowiadającej jego maksymalnej rezystancji (w kierunku przeciwnym do ruchu wskazówek zegara tak daleko, jak to możliwe). Aby przerwać pętlę OOS, podczas sprawdzania stopni wyjściowych wzmacniacza R33 jest tymczasowo lutowany. Aby wyeliminować wpływ „miękkiego” ogranicznika podczas ustawiania, rezystancja rezystorów R16, R17 musi zostać zmniejszona do 56 ... 62 kOhm. Musisz także zaopatrzyć się w jeden wieloobrotowy rezystor zmienny lub trymerowy o wartości nominalnej 10 - 22 kOhm i jeden zwykły (jednoobrotowy) rezystor zmienny lub trymerowy - przy 10 kOhm. Podczas ustawiania wzmacniacza nie powinno być żadnych zworek w grupie styków S1.

Pierwszym etapem jest ocena wydajności kaskad na VT5 - VT43. Najpierw sprawdź tryby prądu stałego i kondycję węzła zabezpieczającego. Aby to zrobić, zaciski podstawy tranzystorów VT5 są połączone ze wspólnym przewodem za pomocą zworki. VT7, wykorzystując otwór z wlutowanego wyjścia R33 (podstawy VT5, VT7 są połączone na płytce); następnie zamykają obwód zasilania ±40 V do przewodu wspólnego i podłączają zespół zasilania i automatyki do złącza XP1, a uzwojenie transformatora dostarczające zasilanie ±4 V (styki skrajne) do złącza XP53. W takim przypadku uzwojenia prostownika ±40 V muszą być ODŁĄCZONE od XP4. Wyjściowy obwód RLC i obciążenie nie są jeszcze podłączone.

Następnie włącz zasilanie i sprawdź tryby prądu stałego tranzystorów VT13, VT14. Napięcie zasilania stopnia (wygodnie jest zmierzyć je odpowiednio na zaciskach rezystorów R72 i R75) powinno być ± 52 ... 55 V lub 12 ... 15 V wyższe niż rzeczywiste napięcie zasilania wyjścia scena. Napięcie na sub i tronach VD23 i VD24 powinno wynosić około 3 V. na rezystorach R59 i R63 - po około 2.4 V. Na R44 i R38 - około 15 V. Napięcie na kolektorach VT13, VT14 względem wspólnego przewodu nie powinno przekraczać 1 V. Podczas pomiarów należy uważać, aby nie doszło do przypadkowego zwarcia badanych obwodów ze wspólnym przewodem przy sondzie urządzenia (preferowane są płytki z powłoką izolującą - „zielona”). Tranzystory VT9 - VT12, VT44, VT45 muszą pozostać zamknięte po włączeniu zasilania.

Aby sprawdzić próg ochrony, rezystor zmienny 44 kΩ jest podłączony między podstawą VT53 a przewodem zasilającym +10 V, którego suwak jest podłączony do jednego z zacisków przez rezystor ograniczający (1-1.5 kΩ) i ustawiony na pozycja maksymalnego oporu. Następnie, włączając zasilanie, powoli obracaj suwak rezystora, aż zadziała wyzwalacz zabezpieczający i zaświeci się dioda LED HL3 (lub HL4) na płytce wyświetlacza, podłączona równolegle do VD22 na odpowiedniej płytce wzmacniacza.

Następnie mierzone jest napięcie między wyjściem wzmacniacza a podstawą tranzystora VT44: wartość w wewnętrznym 1,7 ... 2.2 V uważa się za normalną. Następnie próbują zresetować wyzwalacz zabezpieczający za pomocą przycisku SB1 (na płycie wyświetlacza, patrz ryc. 19). żaden reset nie powinien mieć miejsca. Następnie zasilanie jest wyłączane, rezystor zmienny jest lutowany, a jego rezystancja jest mierzona między skrajnymi zaciskami. Przy napięciu zasilania ±53 V powinno ono wynosić około 5 kOhm.

Następnie w ten sam sposób sprawdzany jest próg przełączania VT45. z tą różnicą, że do podłączenia rezystorów służy obwód zasilania -53 V. Progi ochrony powinny być w przybliżeniu takie same. Konieczne jest również sprawdzenie spadku napięcia na diodach Zenera VD23 i VD24 po zadziałaniu zabezpieczenia - nie powinien on przekraczać 0.4 V.

Następnie sprawdzane jest przejście sygnału przez wzmacniacz operacyjny DA1. Składowa stała na wyjściu DA1 nie powinna przekraczać 25 mV. a gdy dotkniesz ręką zacisków kondensatora C1, na wyjściu DA1 powinien pojawić się sygnał zakłócenia i zakłócenia częstotliwości sieciowej. W razie potrzeby można użyć generatora do sterowania przepływem sygnału i oceny odpowiedzi częstotliwościowej filtra (częstotliwość odcięcia na poziomie -3 dB powinna wynosić około 48 kHz). Przy częstotliwości 1 kHz jego wzmocnienie wynosi 2.

Następnym krokiem jest sprawdzenie wydajności i ustawienie prądu spoczynkowego kaskad na tranzystorach VT5 - VT8. VT13 - VT43.

Będzie to wymagało generatora sygnału sinusoidalnego, oscyloskopu (najlepiej dwukanałowego). multimetr. zdolny do pomiaru stałego napięcia 80 ... 100 m8 z błędem nie większym niż 5 mV oraz wspomniany wcześniej wieloobrotowy rezystor zmienny. Weryfikacja przebiega następująco. Podstawy VT5 i VT7 są teraz odłączone od wspólnego przewodu i podłączone do silnika rezystora wieloobrotowego, pozostałe dwa wyprowadzenia rezystora są podłączone do szyn +16.5 i -16,5 V. przeznaczony do zasilania stopnia wyjściowego, jest podłączony do odpowiednie styki XP40 (piny 4 i 2.3) przez rezystory o rezystancji 6.7 - 3,9 omów i mocy co najmniej 10 watów. Aby przypadkowo się nie poparzyć, warto umieścić każdy rezystor w osobnej szklance wody.

Włączając zasilanie, sprawdź obecność i symetrię wyprostowanego napięcia na szynach zasilających ± 40 V (może mieścić się w zakresie 9 ... 25 V), a także napięcie między kolektorem a emiterem VT15. Jeśli przekroczy 4,5 V, należy natychmiast wyłączyć zasilanie i zwiększyć rezystancję R61.

Następnie podłącz woltomierz do kolektora VT14 i ponownie włącz zasilanie. Obracając silnik wieloobrotowego rezystora zmiennego, na kolektorze VT14 ustawia się napięcie -2.5 ... -3.5 V względem wspólnego przewodu. W takim przypadku napięcie na podstawach VT5 i VT7 nie powinno przekraczać ±1 V. Asymetrię eliminuje się, wybierając rezystor R59 w małym zakresie. dioda Zenera VD23 (z odchyleniem „plus”) lub R63. VD24 (z odchyleniem w „minus”). Jeśli nie można ustalić symetrii lub napięcia wymaganego do zrównoważenia na podstawach VT5. VT7 przekracza 3 ... 4 V. konieczne jest sprawdzenie instalacji i wymiana wadliwych elementów. Pośrednimi oznakami nieprawidłowego działania może być nadmierne nagrzewanie się rezystorów lub tranzystorów.

Po osiągnięciu symetrii we wzmacniaczu napięcia zaczynają ustawiać prąd spoczynkowy stopnia wyjściowego. Tę procedurę najlepiej wykonać w kilku krokach. Przede wszystkim włączając zasilanie, sprawdź napięcie między podstawami tranzystorów VT20 - VT23 i VT24 - VT27. Jeśli jest większe niż 2.5 V, najprawdopodobniej jeden z tranzystorów VT20-VT27 jest uszkodzony. Następnie sprawdź napięcie na złączach baza-emiter VT16. VT18 i VT17. VT19 - muszą być przesunięte w kierunku do przodu. Następnie sprawdź brak polaryzacji wstecznej na złączach baza-emiter VT20 - VT23 i VT24 - VT27. Następnie ostrożnie obracając silnik R60 zgodnie z ruchem wskazówek zegara, ustaw napięcie między podstawami tranzystorów VT20 - VT23 i VT24 - VT27 w zakresie 2.2 ... 2.3 V. Tranzystory wyjściowe pozostaną w trybie klasy B.

Następnie sprawdzana jest wydajność stopnia wyjściowego. Sygnał sinusoidalny z generatora jest podawany do podstaw VT5, VT7 przez kondensator odsprzęgający o pojemności co najmniej 0.33 μF (może być ceramiczny), a „otwarte” wejście oscyloskopu jest podłączone do szyny łączącej rezystory emitera stopnia wyjściowego (R94 - R108). Do połączenia wygodnie jest użyć złącza XP2. na stykach, których podczas regulacji instalowana jest zworka, która zamyka ze sobą wszystkie styki.

W przypadku korzystania z oscyloskopu dwukanałowego wygodnie jest podłączyć drugi kanał do podstaw VT5, VT7. Po włączeniu zasilania sprawdzają stałe napięcie na wyjściu wzmacniacza - powinno ono być ustawione w granicach ± ​​4 V. W przeciwnym razie należy wyregulować rezystor wieloobrotowy ustawiający napięcie na podstawach VT5, VT7.

Ustawiając częstotliwość oscylatora na 10 kHz i stopniowo zwiększając poziom jego sygnału wyjściowego do 0.2...0.5 V, ogranicza się sygnał wyjściowy wzmacniacza. Wejście i wyjście z ograniczenia musi być wolne od stanów przejściowych. Współczynnik przenoszenia z baz VT5, VT7 do wyjścia wzmacniacza przy częstotliwości 10 kHz może mieścić się w zakresie 110 ... 160. Zmniejszając poziom sygnału wyjściowego do 1 ... 2 V i podłączając obciążenie do wzmacniacz, sprawdzają gwałtowny spadek „kroku” sygnału wyjściowego wraz ze wzrostem jego częstotliwości do 50 ... 100 kHz.

Po upewnieniu się, że stopień wyjściowy działa, przystępują do końcowego ustawienia prądu spoczynkowego, kontrolując go napięciem na rezystorach emiterowych. Aby to zrobić, podłącz woltomierz między emitery dowolnej pary tranzystorów wyjściowych, na przykład. VT28 i VT36 i regulując rezystor R60 ustaw to napięcie na 180 mV. W przypadku braku sygnału z generatora napięcie na wyjściu kaskady nie powinno przekraczać ± 3,-4 V (w razie potrzeby wyregulować rezystorem wieloobrotowym). Prąd spoczynkowy tego wzmacniacza, w przeciwieństwie do większości innych, maleje wraz z ogrzewaniem, dlatego należy go ostatecznie wyregulować po rozgrzaniu wzmacniacza.

Po ustawieniu prądu spoczynkowego sprawdzany jest spadek napięcia na pozostałych rezystorach emiterowych kaskady. Powinno mieścić się w zakresie 70 ... 120 mV. Tranzystory z rezystorami emiterowymi, których napięcie jest nienormalnie niskie lub nadmiernie wysokie, należy wymienić, ale nie jest konieczne uzyskanie dokładnej równości napięć. Rozrzut wartości napięć baza-emiter dla tranzystorów wyjściowych połączonych równolegle przyczynia się do płynniejszego przełączania ramion stopnia wyjściowego i odpowiednio do zmniejszenia zniekształceń (w stosunku do przypadku, gdy wszystkie tranzystory przełączają się jednocześnie).

Po ustawieniu prądu spoczynkowego wskazane jest sprawdzenie wzmacniacza pod kątem przebłysków generacji RF poszczególnych tranzystorów. Aby to zrobić, kondensator o pojemności 1 ... 10 pF jest przylutowany do końca sondy 500:2,2 oscyloskopu wysokiej częstotliwości (taka sonda ma rezystancję wejściową 3.9 omów, ale znikomą pojemność wejściową ). Następnie sygnał o częstotliwości 5 ... 7 kHz jest przykładany do baz VT0.3, VT1 z generatora i stopniowo zwiększając poziom sygnału, szukają obecności błysków oscylacji o wysokiej częstotliwości w następujących punktach: na emiterach VT5, VT7, na emiterach i kolektorach VT6, VT8, na podstawach VT13, VT14, na kolektorach VT13, VT14, na emiterach VT16 - VT19. Jeśli oscyloskop jest wystarczająco czuły, lepiej nie podłączać sondy, ale po prostu ją podnieść, ponieważ napięcia RF są na niej doskonale indukowane.

Przydatne jest również sprawdzenie braku napięcia RF na szynach łączących podstawy tranzystorów wyjściowych i poprzednich stopni.Obserwacja w każdym punkcie musi być przeprowadzona w całym zakresie amplitud sygnału dostarczanego do baz VT5, VT7 - od jej braku do głębokiego ograniczenia. Jeśli oscyloskop wysokiej częstotliwości nie jest dostępny, można użyć woltomierza szerokopasmowego, ale może on dawać fałszywe odczyty z powodu harmonicznych sygnału o niskiej częstotliwości, gdy jest on przesterowany.

Identyfikując samowzbudne tranzystory, lepiej wymienić je na sprawne z innej partii. Jeśli wymiana nie przyniesie pożądanego efektu, między zaciskami bazy i emitera instalowane są obwody szeregowe RC o wartościach znamionowych od 33 - 68 omów i 100 pF dla tranzystorów małej mocy do 470 pF i 10 omów dla tranzystorów średniej mocy. Możesz także spróbować podłączyć szeregowo do celu podstawy tranzystora generującego mały rezystor o wartości nominalnej 10 - 39 omów.

Po wykonaniu testów przy obniżonym napięciu zasilania, rezystory w obwodach prostownika ± 40 V są eliminowane i ponownie weryfikowane pod kątem braku samowzbudzenia przy HF przy pełnej mocy

W obecności generatora sygnału sinusoidalnego obejmującego zakres częstotliwości do 10 MHz, wysoce pożądane jest kontrolowanie odpowiedzi częstotliwościowej niskiego sygnału i odpowiedzi fazowej ścieżki od VT5, VT7 do XP2.

W warunkach amatorskich najwygodniej jest to zrobić za pomocą oscyloskopu dwukanałowego. Do jednego kanału doprowadzany jest sygnał wejściowy (z podstawy VT5, VT7), do drugiego - sygnał ze złącza XP2. Używając oscyloskopu jednokanałowego, będziesz musiał przełączyć jego przemiatanie w tryb synchronizacji zewnętrznej z sygnałem z generatora (wiele generatorów sygnałów ma również wyjście do synchronizacji oscyloskopu), aby ocenić przesunięcie fazowe od przesunięcia przebiegów. Przy usuwaniu odpowiedzi częstotliwościowej niskiego sygnału i odpowiedzi fazowej zakres napięcia wyjściowego od piku do piku musi być utrzymany w granicach 0.5 ... 1 V. Dla stabilności wzmacniacza najważniejszy jest zakres częstotliwości 1 ... 10 MHz . tolerancje i wartości nominalne odpowiedzi częstotliwościowej i odpowiedzi fazowej podano w tabeli. 2.

Pomiary należy wykonać dla trzech wartości składowej stałej napięcia wyjściowego - raz dla napięć bliskich zeru, a pozostałych dwóch - dla napięcia wyjściowego, które nie osiąga 2...4 V do progu granicznego po każdej stronie. Wzrost przesunięcia fazowego w wyniku zmiany stałej składowej napięcia wyjściowego do częstotliwości 7 MHz nie powinien przekraczać 6 ... 9 ". Jeśli podczas pomiarów zostanie wykryte nadmierne przesunięcie fazowe, to z reguły , wynika to z niewystarczającej częstotliwości odcięcia tranzystorów VT 13 - VT 19 , rzadziej - VT20 - VT23 lub VT24 - VT27.

Rezonanse pasożytnicze niskiej jakości kondensatorów C53 - C76 mogą również prowadzić do anomalii w odpowiedzi częstotliwościowej i odpowiedzi fazowej. dlatego sensowne jest płynne „przechodzenie” przez generator zakresu częstotliwości 1 ... 10 MHz, obserwując zmiany napięcia wyjściowego, aby upewnić się, że nie ma ostrych skoków w odpowiedzi częstotliwościowej i pikach odpowiedzi fazowej. Nie należy podłączać obciążenia podczas pomiaru odpowiedzi częstotliwościowej i odpowiedzi fazowej przy wysokich częstotliwościach, ponieważ obwód wyjściowy RLC powyżej 500 kHz praktycznie oddziela obciążenie od wyjścia samego wzmacniacza.

W razie potrzeby możesz sprawdzić maksymalną szybkość narastania wzmacniacza, przykładając VT5 do podstaw. Sygnał VT7 o częstotliwości 0.8 ... 1.2 MHz i. stopniowo zwiększając jego poziom, zwróć uwagę na moment, w którym pojawia się ograniczenie szybkości narastania (półfale sinusoidy tracą symetrię). Eksperyment ten jest jednak niezwykle ryzykowny i może doprowadzić do awarii potężnych tranzystorów. Jest to z tym związane. że maksymalna dopuszczalna szybkość wzrostu napięcia kolektor-emiter dla tranzystorów serii KT818, KT819 wynosi 150 V / μs (dla najlepszych importowanych tranzystorów - 250 ... 300 V / μs), a wzmacniacz może osiągnąć prędkość do 160 ..200 V/μs. Zaleca się, aby podczas tego testu napięcie zasilania stopnia wyjściowego było obniżone do ±30 V.

Po pomyślnym zakończeniu kontroli rezystor R33 jest lutowany na miejscu. podłączenie wstępnej kaskady do wzmacniacza operacyjnego DA1. i ponownie wprowadzić rezystory zabezpieczające w obwód prostownika ± 40 V. Na złączu XP2 założona jest zworka, zaciski C52 są zwarte. a wejście wzmacniacza jest podłączone do wspólnego przewodu. Wejście oscyloskopu musi być podłączone do XP2. Po włączeniu zasilania wzmacniacza, teraz objętego ogólną CAB. ustalona wartość składowej stałej na wyjściu wzmacniacza nie powinna przekraczać kilku mV, a amplituda szerokopasmowego szumu wyjściowego nie powinna przekraczać 10 mV. ponadto główną częścią tego szumu są zakłócenia HF ze stacji radiowych oraz tło z częstotliwością sieci. Jeśli zasilanie wzmacniacza operacyjnego pojawi się później lub spadnie wcześniej niż moc stopnia wyjściowego wzrośnie lub spadnie, to przy włączaniu i wyłączaniu wzmacniacza możliwe są błyski samowzbudzenia wzdłuż pętli OOS. Nie stanowią zagrożenia, niepożądane jest jedynie włączanie wzmacniacza natychmiast po jego wyłączeniu. Aby opóźnić spadek napięcia zasilania wzmacniacza operacyjnego, pojemność kondensatorów C22. C23 i C32, C33 w jednostce automatyki zaleca się zwiększyć do 2200 uF.

Jeżeli wzmacniacz po włączeniu zasilania przechodzi w stan ciągłej generacji, a poprzednia kontrola odpowiedzi fazowej kaskad od VT5, VT7 do złącza XP2 dała wynik pozytywny, to najprawdopodobniej jest błąd w instalacji lub ocena elementów R22 - R25. R27. R28. C16-C18. lub wzmacniacz operacyjny DA3 ma wadę - zmniejszony margines stabilności. Innym powodem może być zmiana prądu spoczynkowego tranzystorów wyjściowych po każdej wymianie (zmniejszenie prądu spoczynkowego zmniejsza prędkość tranzystorów wyjściowych i zwiększa wprowadzane przez nie przesunięcie fazowe). Reszta powodów jest mało prawdopodobna.

Uwaga: nierównomierność odpowiedzi częstotliwościowej w zakresie od 4 do 10 MHz powinna mieścić się w przedziale -0.7.. +2 dB w stosunku do wartości przy częstotliwości 4 MHz, a wzrost odpowiedzi częstotliwościowej przy częstotliwościach powyżej 10 MHz nie powinno przekraczać 3.. 3.5 dB.

Po wyeliminowaniu generacji pozostaje tylko sprawdzić margines stabilności w pętli NF. W tym celu sygnał z prostokątnego generatora impulsów jest doprowadzany do styku 1 grupy S1 (ryc. 13) na płytce wzmacniacza. Amplituda sygnału generatora powinna wynosić 5...10 V. Natomiast amplituda sygnału wyjściowego wzmacniacza, obserwowana na XP2. powinno być o połowę mniej. W tym przypadku względna wielkość skoku na czołach impulsów nie powinna przekraczać 20% (w kopii autora było to około 8% - patrz ryc. 20) i. co najważniejsze, „dzwonienie” po froncie powinno całkowicie zaniknąć w ciągu nie więcej niż półtora okresu. Niewielkie „zmarszczenie” na „półkach”, widoczne na Rys. 20 jest wynikiem rezonansu pasożytniczego w obwodzie mocy cyfrowego mikroukładu, na którym zamontowany jest generator impulsów. Czas narastania lub opadania (przy 10% i 90% poziomów stanu ustalonego) powinien wynosić około 70 ns (patrz Ryc. 21).

Pojawienie się narastania i opadania na wyjściu wzmacniacza, jeśli sygnał z generatora ma takie same narastanie i opadanie, powinno być idealnie symetryczne na oko. Jeśli nie. wtedy istnieje duże prawdopodobieństwo, że w jednym z ramion wzmacniacza napięciowego (VT5 - VT8, VT13, VT14) lub wtórnika wyjściowego są uszkodzone elementy. DA3 może być również uszkodzony. Jeśli skok przekracza 20 ... 25% lub po skoku zauważalne jest „dzwonienie”, konieczne jest zwiększenie pojemności kondensatora C46 i wybranie rezystora R71 dla najszybszego tłumienia stanu przejściowego.

Następnie pożądane jest sprawdzenie marginesu stabilności wzmacniacza w całym zakresie napięć wyjściowych pod obciążeniem. Aby to zrobić, wyjściowy obwód RLC (L1. L2. R118-R121. C77. C78) i aktywne obciążenie o rezystancji 0.8 wartości nominalnej są podłączone do HRP. Następnie sprawdzany jest rodzaj stanów nieustalonych na XP2 przy podłączonym obciążeniu.

Następnie eliminowane jest zwarcie wejścia wzmacniacza wspólnym przewodem i sygnał niskiej częstotliwości (100 ... 200 Hz) z generatora sygnału sinusoidalnego jest podawany na wejście wzmacniacza. W takim przypadku prostokątny generator impulsów musi być nadal podłączony do S1. Zwiększając amplitudę sygnału sinusoidalnego, obserwuje się proces przejściowy na XP2 przy różnych chwilowych napięciach wyjściowych, aż do progu granicznego. Jeśli nie ma nadmiernego przeregulowania i „dzwonienia” na przejściowej fali prostokątnej, gdy napięcie wyjściowe zbliża się do progu przesterowania, można zamknąć rezystory bezpieczeństwa w obwodach prostownika ±40 V i powtórzyć test z pełną mocą. Kabel, za pomocą którego podłączona jest płytka filtra wyjściowego, nie może być dłuższy niż 0,4 m. Na koniec można odłączyć obciążenie i sprawdzić przejściową reakcję bez obciążenia.

Niewskazane jest zwiększanie marginesu fazy do 80...90', aby uzyskać transjent bez skoku w UMZCH (jak w większości innych wzmacniaczy szerokopasmowych). Jednocześnie kilkukrotnie zawęża się szerokość pasma OOS i zawęża się jego szczególnie osiągalną głębokość na górnej granicy zakresu częstotliwości roboczej. Takie decyzje zwykle uzasadniane są koniecznością zapewnienia stabilności przy pracy wzmacniacza na skomplikowanym obciążeniu, jednak jak wiadomo gilotyna to nie jedyne i nie najlepsze lekarstwo na ból głowy. Kilka elementów w filtrze wyjściowym, zdaniem autora, nie jest zbyt wygórowaną ceną za możliwość zwiększenia przepustowości OOS o rząd wielkości.

Ostatnim krokiem w konfiguracji jest ustawienie progu miękkiego limitu. Przed ustawieniem progu należy zdjąć zworkę z C52 i podłączyć wyjście +OS - styk FBH (na płytce - pomiędzy rezystorami R40 i R41) do pinów XP2. trzymając zworkę na złączu. Przydatne jest podłączenie filtra wyjściowego i nominalnego obciążenia do wyjścia wzmacniacza

Najwygodniejszym sposobem regulacji progu miękkiego limitu jest zainstalowanie większych rezystorów R16 i R17 (na przykład 75 kΩ). a następnie łącząc równolegle rezystory o rezystancji 0,2...1 MΩ, aby zapewnić, że wejście do ograniczenia samego wzmacniacza mocy (określonego pojawieniem się sygnału na wyjściu DA2) nastąpi tylko wtedy, gdy wejście jest przeciążone 2...3 razy (w porównaniu do sytuacji, gdy nie ma soft limitera). Pomimo. że próg ograniczający monitoruje wartość napięcia zasilania stopnia wyjściowego, kompensacja nie jest idealna, dlatego konieczne jest ustawienie ogranicznika na znamionowe napięcie zasilania i podłączenie obciążenia znamionowego. Rezystor R16 odpowiada za próg ograniczenia ujemnej półfali (na wyjściu wzmacniacza), a R17 jest dodatni.

Gdy napięcie zasilania stopnia wyjściowego jest większe niż ±30 V, pożądane jest również dokładniejsze ustawienie progu zabezpieczenia OBR. W tym celu rezystancje R114 i R117 są ustawione na 12 ... 15% więcej niż ta, przy której zabezpieczenie jest wyzwalane przy maksymalnym napięciu wyjściowym wzmacniacza na biegu jałowym bez obciążenia.

Po złożeniu i dostrojeniu wzmacniacza pojawia się naturalna chęć określenia jego charakterystyki. Pomiary mocy. AFC. Zysk zwykle nie stanowi problemu. Przy pomiarach szumów trzeba być bardziej ostrożnym - ze względu na bardzo szerokie pasmo wzmacniacz mocy wzmacnia zakłócenia pochodzące od stacji radiowych aż do zakresu HF. Dlatego podczas pomiaru szumu konieczne jest ograniczenie szerokości pasma sygnału doprowadzanego do woltomierza.

Najłatwiej to zrobić za pomocą filtra pasywnego pierwszego rzędu. Pasmo szumów takiego filtra jest 1.57 razy szersze niż jego pasmo, więc jeśli chcesz mierzyć szum w paśmie 22...25 kHz. częstotliwość odcięcia obwodu RC musi być wybrana na 14 ... 16 kHz.

Innym problemem w pomiarze szumów jest zakłócenie częstotliwości sieci zasilającej. Najłatwiej je odfiltrować filtrem górnoprzepustowym 1 kHz, ale w każdym przypadku trzeba poprawnie wykonać połączenia i ekranować wzmacniacz.

Aby zapobiec pojawieniu się zamkniętych pętli wspólnego przewodu, wszystkie zasilacze są izolowane i podłączane tylko na płytce wzmacniacza, a wspólne przewody dla obwodów sygnałowego i zasilającego są rozdzielone na płytce. W miejscu ich połączenia znajduje się otwór do wlutowania przewodu (o przekroju co najmniej 0.75 mm2) łączącego przewód wspólny płytki wzmacniacza z obudową, otwór ten znajduje się pomiędzy R65 a R69. Połączenie wszystkich obwodów (poza ekranem transformatorów) z obudową wzmacniacza odbywa się w jednym miejscu, dobranym eksperymentalnie pod kątem jak najniższego poziomu zakłóceń.

Napięcie szumów powinno być mierzone na przykład za pomocą miliwoltomierza rzeczywistej wartości skutecznej. VZ-57. W przypadku korzystania z konwencjonalnego miliwoltomierza wynik należy poprawić - zaniża on hałas o 12 ... 15%. W autorskim układzie wzmacniacza szum wyjściowy w paśmie 1...22 kHz przy zamkniętym wejściu nawet bez ekranowania nie przekracza 80...100 µV.

Największą trudnością jest pomiar wprowadzanych przez wzmacniacz zniekształceń nieliniowych i intermodulacyjnych. Jest to z tym związane. że ze względu na niskie zniekształcenia wzmacniacza jeszcze przed pokryciem OOS (nie więcej niż 1...2%) oraz głębokość OOS w całym zakresie częstotliwości audio przekraczającą 85 dB. głównymi źródłami zniekształceń są niedoskonałość elementów pasywnych, zakłócenia ze stopnia wyjściowego przeciwsobnego oraz zniekształcenia wprowadzane przez filtr wejściowy na DA1.Przy częstotliwościach powyżej kilku kiloherców nieliniowość pojemności diod VD9 - VDI4 zaczyna przyczyniać się do „miękkiego” obwodu ogranicznika. Ze wszystkimi podjętymi środkami. w rezultacie zniekształcenia dobrego wzmacniacza nie przekraczają 0.002%. który jest poniżej limitów pomiarowych większości przyrządów pomiarowych, a także mniej zniekształceń i szumów większości generatorów. Zakres dynamiczny większości analizatorów widma również nie przekracza 90 dB. lub 0.003%. Dlatego bezpośredni pomiar zniekształceń nieliniowych i intermodulacyjnych takich wzmacniaczy standardowymi metodami jest praktycznie niemożliwy.

Ogólnie przyjętym rozwiązaniem w takiej sytuacji jest zastosowanie metodologii zbliżonej do stosowanej do weryfikacji generatorów. Sygnał częstotliwości podstawowej na wyjściu testowanego urządzenia jest tłumiony przez filtr wycinający, a analizator widma służy do wyodrębniania harmonicznych i składowych kombinowanych z szumu szerokopasmowego. Rodzi to jednak problem wpływu filtra wycinającego na wydajność testowanego urządzenia. W przypadku UMZCH, który ma niską (i dość liniową!) impedancję wyjściową bez ogólnego OOS i filtra o wysokiej impedancji wejściowej, przy zastosowaniu certyfikowanych urządzeń (np. filtr z zestawu generatora GZ-118), efekt ten można pominąć.

Ponadto do pomiarów wymagany jest analizator widma. Ze względu na powszechne użycie komputera. wyposażonych w karty dźwiękowe, wielu niedostatecznie uważnych autorów zaleca korzystanie z programowych analizatorów widma (SpectraLab itp.). Ignoruje to fakt, że zakres częstotliwości ADC kart dźwiękowych nie przekracza 22 kHz. te. przy częstotliwościach sygnału powyżej 11 kHz nawet druga harmoniczna jest poza pasmem płyty.

W celu szybkiej oceny zniekształceń można wykonać następujące czynności. Filtr dolnoprzepustowy o częstotliwości odcięcia 200 ... 250 kHz jest podłączony do wyjścia UMZCH, a następnie wstępnie skonfigurowany filtr wycinający, który jest zawarty w zestawie generatora. Następnie na wejście wzmacniacza podawany jest np. sygnał z generatora o niewielkich zniekształceniach nieliniowych. GZ-118 lub GS-50 (0.0002% przy 10 kHz), a sygnał na wyjściu filtra wycinającego jest obserwowany przez bardzo czuły oscyloskop.

Potrzebny jest filtr dolnoprzepustowy, aby zredukować poziom szumów, aby można było zobaczyć produkty zniekształceń. Mimo to w egzemplarzu autorskim produkty zniekształceń okazywały się nie do odróżnienia od szumowego tła aż do samego początku działania „miękkiego” ogranicznika, nawet przy częstotliwości 20 kHz.

Odpowiedzi na pytania

1. Co powoduje zwiększoną złożoność wzmacniacza?

W tym wzmacniaczu mocy zastosowano prawie wszystkie dodatkowe elementy - filtr wejściowy, „miękkie” ograniczenie, „miękki” start, zabezpieczenia, urządzenia wskazujące. Takie podejście jest typowe dla profesjonalnych wzmacniaczy.

2. Jaki projekt posłużył jako prototyp?

Pierwowzorem tego UMZCH (a także szeregu innych popularnych wówczas konstrukcji) jest wzmacniacz, którego opis opublikowano w nr 14 z 1977 r. w czasopiśmie „Radio. Fernsehen, Elektronik” (Wiederhold M. „ Neuartige Konzeption fur einen Hi-Fi Leistungverstrker”). na ryc. 1 przedstawia jego schemat funkcjonalny. Jako przedwzmacniacz zastosowano wzmacniacz operacyjny. a następnie wzmacniacz składający się z wtórnika emitera na tranzystorze VT2 i tranzystorach VT1, VT3 (połączonych zgodnie z obwodem OB). Wady tego UMZCH obejmują zastosowanie nieliniowych obwodów rezystancyjnych diod do ustawienia prądu spoczynkowego stopnia wyjściowego oraz zastosowanie wzmacniacza operacyjnego cierpiącego na „krok” - (μA709 - analog K153UD1). Poza tym korekcja częstotliwościowa tego wzmacniacza też nie jest optymalna.

Inny UMZCH o podobnej strukturze wzmacniacza kaskodowego, opisany przez V. Kletsova („Wzmacniacz o niskim poziomie zniekształceń”. - Radio. 1983. Nr 7. s. 51 - 53), wyróżnia się brakiem wzmacniacza operacyjnego w obwód sygnału (ryc. 2) i wygląd diody Zenera VD1 do dopasowania poziomu. Zastosowanie prostego stopnia różnicowego, a nawet przy asymetrycznym odbiorze sygnału, doprowadziło do silnego wpływu obwodu zasilania + Upit1. Należy w tym miejscu zaznaczyć, że zastosowanie stopni wejściowych na elementach dyskretnych wykorzystujących znane bardziej złożone układy może być uzasadnione i może prowadzić do interesujących wyników.

Następny należy nazwać „UMZCH high fidelity” N. Sukhov (Radio, 1989. nr 6. s. 55 - 57: nr 7. s. 57-61). Schemat blokowy tego PA pokazano na ryc. 3.

Zastosowanie stosunkowo liniowego wzmacniacza operacyjnego obniżyło poziom zniekształceń (przynajmniej na niskich częstotliwościach) o co najmniej rząd wielkości w porównaniu z konstrukcjami wykonanymi według tradycyjnych rozwiązań obwodów. Jednocześnie integrator wzmacniacza operacyjnego w obwodzie prądu stałego OOS PA, przydatny w rzeczywistości, jest podłączony do jednego z wyjść obwodu balansującego DA1 wzmacniacza operacyjnego, co prowadzi do naruszenia symetrii jego stopień wejściowy. Zastosowanie dwóch zamiast trzech diod w obwodzie polaryzacji tranzystora VT7 (jak w prototypie na rys. 1) zwiększyło nieliniowość wzmacniacza kaskodowego oraz brak środków zapobiegających przedostawaniu się tranzystorów wzmacniacza napięciowego do tryb quasi-nasycenia wymusił korekcję częstotliwości na „buzz”. W rezultacie charakterystyka dynamiczna tego UMZCH okazała się daleka od potencjalnie możliwej. Ciekawym węzłem we wzmacniaczu był kompensator rezystancji przewodów łączących w obwodzie obciążenia, który wcześniej był stosowany głównie w sprzęcie pomiarowym.

Należy zauważyć, że we wzmacniaczu N. Sukhova (a następnie we wzmacniaczu S. Ageeva) zastosowano udane rozwiązania obwodów, zaproponowane przez P. Zueva („Wzmacniacz z wielopętlowym sprzężeniem zwrotnym”. - Radio. 1984. Nr 11. s. 29 - 32. s. 42, 43). Jest to skuteczna ochrona „wyzwalacza” przed przeciążeniem prądowym (zwłaszcza w przypadku wystąpienia prądu przelotowego), wykonana na tranzystorach VT3 - VT6, VT15 (ryc. 3). a także filtr wejściowy, który ogranicza wpływ zakłóceń pozapasmowych na wzmacniacz.

Należy zauważyć, że w żadnym z powyższych projektów, z wyjątkiem projektu S. Ageeva, nie ma zabezpieczenia uwzględniającego bezpieczny obszar pracy (OBR) tranzystorów wyjściowych. Jest to o tyle istotne, że podczas pracy z rzeczywistym obciążeniem trajektorie punktów pracy tranzystorów wyjściowych w tych konstrukcjach znacznie wykraczają poza granice OBR. co drastycznie obniża ich niezawodność.

Schemat blokowy UMZCH S. Ageev podano w „Radio”, 1999, nr 10. s. 16. Jedna poprawka - górny tranzystor VT6 na schemacie blokowym powinien być oznaczony jako VT8.

Należy zauważyć, że rzeczywista charakterystyka i „zachowanie” wzmacniacza podczas pracy z rzeczywistym obciążeniem są określone przez stopień zbadania „drobiazgów” obwodów, korekcji częstotliwości i konstrukcji. Tak więc gwałtowny wzrost liniowości wzmacniacza napięcia zapewnia zarówno symetria obwodu, jak i zwiększenie napięcia zasilania. Oddzielne zasilanie stopnia wyjściowego znacznie poprawia więc wykorzystanie napięcia, zwiększa osiągalną moc wyjściową oraz ułatwia pracę tranzystorów wyjściowych. Zmniejszenie maksymalnego prądu przypadającego na każdy tranzystor wyjściowy pozwoliło uniknąć gwałtownego spadku ich wzmocnienia prądowego (spadek współczynnika przenoszenia prądu bazowego h21e dla KT818 i KT819 rozpoczyna się przy prądzie kolektora powyżej 1 A) i zachować liniowość wyjścia scena.

Rozkład korekcji częstotliwości we wzmacniaczu jest zbliżony do optymalnego, co pozwoliło poprawić jego charakterystykę dynamiczną o rząd wielkości, a głębokość sprzężenia zwrotnego przy wyższych częstotliwościach zakresu audio - o dwa rzędy wielkości w porównaniu z najlepszymi prototyp. Modyfikując początkowe źródło polaryzacji, zapewniona jest stabilność termiczna wzmacniacza. Tłumienie efektu detekcji sygnałów RF osiągnięto poprzez zbalansowanie konstrukcji, wprowadzenie rezystorów szeregowo z kondensatorami korekcyjnymi oraz wprowadzenie kondensatorów pomiędzy bazy tranzystorów stopnia wyjściowego w celu zapewnienia jego dynamicznego zrównoważenia. We wzmacniaczu zastosowano również specjalnie zaprojektowany obwód RLC na wyjściu, urządzenie zabezpieczające uwzględniające OBR. a wzmacniacze operacyjne są używane w połączeniu odwracającym.

Konstrukcja wzmacniacza, choć dość skomplikowana, w pełni spełnia zadanie uzyskania minimalnych przesunięć fazowych i niepożądanego promieniowania stopnia wyjściowego.

Zwiększenie oryginalnej (bez OOS) liniowości, poprawa właściwości szybkościowych i szerokopasmowego OOS zawsze poprawia wzmacniacze, a badania „odsłuchowe” to potwierdzają.

3. Opublikuj kompletny schemat połączeń węzłów i płyt wzmacniacza.

Pełny schemat połączeń wzmacniacza pokazano na ryc. cztery.

4. Jak zmniejszyć moc wyjściową wzmacniacza i uprościć to bez pogorszenia parametrów?

Aby zmniejszyć moc wzmacniacza do 60 ... 80 W przy obciążeniu 4 omów, wystarczy zmniejszyć liczbę tranzystorów stopnia wyjściowego, zmniejszyć napięcie zasilania stopnia wyjściowego do ± 28 ... ± 30 V, a napięcie zasilania wzmacniacza napięcia odpowiednio do ± 40 ... ± 43 V. W przypadku tranzystorów domowych najlepszą opcją dla stopnia wyjściowego jest 5 - 6 szt. KT818-KT819 z indeksami V.G lub 2 - 3 szt. KT8101-KT8102 na ramię w końcowej fazie, 4 szt. KT639 (o indeksach D, E) - KT961 (o indeksach A. B) na ramię w drugim stopniu oraz dwa KT9115 (o indeksach A. B) i KT602B (lub 6M) w pierwszym stopniu stopnia wyjściowego .

Rezystory w obwodzie emitera KT818-KT819 - o rezystancji 0.6 ... 0,7 oma (dwa równolegle, 1,2 ... 1,5 oma każdy) przy prądzie spoczynkowym 90 ... 100 mA na tranzystor, dla KT8101 - KT8102 - 0.3 ... 0.4 Ohm (trzy równolegle, 1 ... 1.2 Ohm każdy) przy prądzie spoczynkowym około 200 mA na tranzystor.

Prąd spoczynkowy KT639-KT961 - 65 ... 70 mA każdy (R82 - R855 - o rezystancji 18 ... 22 Ohm), prąd spoczynkowy KT9115 / KT602 - 15 mA każdy (R76. R77 - nie 180 ... 200 Omy).

Diody w emiterach VT16-VT19 (patrz „Radio”, 2000. nr 4) - KD521, KD522, KD510 z dowolnym indeksem.

Jak już wspomniano w artykule S. Ageeva, w miarę możliwości zaleca się stosowanie tranzystorów importowanych (zob. „Radio”, 2000, nr 5, s. 23). Autor zaleca tranzystory 9115SA2 zamiast KT1380. KT969 należy wymienić na KT602BM lub 2SC3502. Dla opcji 60 ... 80 W z zasilaniem 28 ... 31 V, w pierwszym stopniu stopnia wyjściowego wystarczy jedna para tranzystorów o prądzie spoczynkowym około 20 mA (nominalny R76 to 130- 150 omów), w drugim etapie - 2 szt. na ramieniu 2SB649 i 2SD669 lub 2SA1249 i 2SC3117 z prądem spoczynkowym 80 ... 90 mA (nominalnie R82, R83 - 13 - 15 omów). Na wyjściu wystarczy para 2SA1216 / 2SC2922 z rezystorami emiterowymi o rezystancji 0,2 ... 0,25 Ohm i przy prądzie spoczynkowym około 200 mA, jednak lepiej (ale drożej) umieścić dwie pary 2SA1215 i 2SC2921 z rezystorami 0,3 Ohm. z prądem spoczynkowym około 120 mA na parę.

Kondensatory filtrujące napięcie zasilania 28...30 V - 6 szt. o pojemności 4700 uF przy 35 V w każdym ramieniu. Diody prostownicze - KD213 z dowolnym indeksem literowym.

Podczas samodzielnego okablowania płytki PA należy zwrócić szczególną uwagę na zminimalizowanie indukcyjności pasożytniczych obwodów mocy i przewodu wspólnego końcówki mocy.

(kliknij, aby powiększyć)

5. Jaka jest charakterystyka częstotliwościowa i fazowa wzmacniacza?

Pasmo przenoszenia samego PA (bez filtrów) rozciąga się od prądu stałego do 3.5...4 MHz (w przeliczeniu na poziom -XNUMXdB). Pasmo działania OOS jest nieco szersze ze względu na działanie kondensatorów podwyższających połączonych równolegle z rezystorami OOS. Przesunięcie fazowe PA w paśmie częstotliwości audio to ułamki stopnia.

6. Jaki jest powód używania takiego „starożytnego” systemu operacyjnego?

Rzecz w tym. że OU KR140UD1101, zgodnie ze swoimi właściwościami, znacznie lepiej nadaje się do użytku w UMZCH niż jakikolwiek inny.

Po pierwsze, charakterystyka częstotliwościowa tego wzmacniacza operacyjnego ma dodatkową parę biegun-zero, co umożliwia znaczne zwiększenie efektywnego iloczynu pasma wzmocnienia. We w pełni skorygowanym wzmacniaczu jego wartość wynosi około 50x103 przy częstotliwości 100 kHz, a częstotliwość wzmocnienia jedności wynosi około 15 MHz. To właśnie ta okoliczność (trzykrotnie większe wzmocnienie pętli niż przy standardowej korekcji jednobiegunowej) znacznie poprawia zdolność tego wzmacniacza operacyjnego do korygowania błędów wprowadzanych przez inne elementy.

Po drugie, czas wyjścia wzmacniacza operacyjnego z ograniczenia nie przekracza 200, to wszystko. w szczególności zapobiega wzbudzeniu UMZCH podczas przeciążeń. Kolejną zaletą jest doskonałe wykorzystanie napięcia zasilania. Ważne są również niskie prądy wejściowe i pojemność (mniej niż 2 pF), wysokie wzmocnienie DC i bardzo wysoka liniowość w szerokim paśmie częstotliwości.

Spotykane czasem twierdzenia o znacznej (w porównaniu z innymi wzmacniaczami operacyjnymi) nieliniowości lub asymetrii charakterystyki przenoszenia LM318 (KR140UD1101) nie znajdują potwierdzenia eksperymentalnego. Wręcz przeciwnie, ze względu na głębokie lokalne sprzężenie zwrotne i stosunkowo duży prąd spoczynkowy, wewnętrzne zniekształcenia tego wzmacniacza operacyjnego bez sprzężenia zwrotnego. zwłaszcza przy HF lub pod obciążeniem, są niższe niż większość wzmacniaczy operacyjnych ogólnego przeznaczenia. Asymetria maksymalnych szybkości narastania i opadania (zwykle przekraczających 75 V/µs) w połączeniu odwracającym nie przekracza 15%. ponadto proces przejściowy zachowuje swoją formę i symetrię do szybkości narastania i opadania 50...60 V/µs (65...75% wartości maksymalnej). Ta ostatnia właściwość nie jest powszechna i wskazuje na dużą liniowość dynamiczną.

Gęstość widmowa szumu EMF w KR140UD1101 przy częstotliwości 1 kHz wynosi. 13..16 nVDTz, szum migotania jest słabo wyrażony (częstotliwość odcięcia wynosi około 100 Hz). Widmowa gęstość prądu szumu przy średnich częstotliwościach nie przekracza 0.4 pA/uTz. co pozwala na stosowanie rezystorów o stosunkowo dużej rezystancji w obwodach OOS. Polecany przez wielu autorów K574UD1 jest gorszy pod każdym względem - od zakresu liniowości wejściowej (0.5 .0.6 V vs. 0,8 V) i pasma w trybie wzmocnienia jedności (5 ... 6 MHz vs. 16 ... 18 MHz) do charakterystyki statycznej (napięcie przesunięcia, dryft itp.). Widmowa gęstość szumu EMF uK574UD1 (14...20 nVD'Hz przy 1 kHz) jest co najwyżej taka sama. jak KR140UD1101.

Jeśli chodzi o szybkość narastania i częstotliwość wzmocnienia jedności (50 V / μs i 10 MHz), dla K574UD1 mają one nieskorygowane włączenie, podczas gdy jest stabilne (zgodnie ze specyfikacjami) ze wzmocnieniem co najmniej 5. To nie jest lepsze niż to wspólnego LF357 (KR140UD23). Po skorygowaniu o wzmocnienie jedności, K574UD1, przy minimalnym marginesie stabilności, ma szerokość pasma nie większą niż 5 ... 6 MHz i szybkość narastania około 25 V / μs. Częstotliwość wzmocnienia jedności w pętli OS dla UMZCH jako całości w przypadku zastosowania K574UD1 nie może być większa niż 2,5...3 MHz ze względu na stosunkowo duże przesunięcie fazowe na RF (czyli opóźnienie sygnału) wprowadzone przez op -wzmacniacz. Dlatego głębokość sprzężenia zwrotnego przy częstotliwościach dziesiątek kiloherców przy użyciu K574UD1 okazuje się być o rząd wielkości mniejsza niż odpowiednio w przypadku KR140UD1101, wyższe zniekształcenia i UMZCH jako całość.

Wśród nowoczesnych zagranicznych wzmacniaczy operacyjnych istnieje wiele lepszych KR140UD1101 (LM318) w określonych parametrach. Wciąż jednak nie ma zauważalnie lepszych w całym zakresie parametrów i dlatego nikt za granicą nie wycofuje LM318 z produkcji.

Jeśli chodzi o najlepsze z istniejących systemów operacyjnych. pomimo ceny i rzadkości, autor rekomenduje LT1 lub HA4 jako DA1468 i DA5221. oraz jako DA3 - AD842. jednak podczas korzystania z AD842 konieczna jest znacząca zmiana obwodów korekcyjnych UMZCH. Nawiasem mówiąc, wzmocnienie w głębi FOS przy zastosowaniu AD842 w ​​połączeniu z najlepszymi importowanymi tranzystorami nie przekracza 6...8 dB. zysk pod względem właściwości częstotliwościowych UMZCH wynosi 30 ... 40%. To całkiem sporo, a co najważniejsze, te ulepszenia są prawie niewidoczne dla ucha.

7. Dlaczego we wzmacniaczu zastosowano krajowe tranzystory wyjściowe, podczas gdy importowane są lepsze pod względem parametrów?

Autor wyszedł od warunku dostępności elementów półprzewodnikowych zastosowanych we wzmacniaczu. Rzeczywiście, wady zastosowanych tranzystorów domowych przejawiają się w szczególności w ograniczeniu mocy wzmacniacza i konieczności równoległego łączenia dużej liczby tranzystorów w celu zapewnienia gwarantowanej niezawodności. Notabene najsłabszym elementem nie jest wyjście, a tranzystory przedwyjściowe (KT639E).

Jednak zdaniem autora. 100 watów niezniekształconej mocy przy złożonym obciążeniu wzmacniacza w domu wystarczy. Co więcej, najdroższe importowane wzmacniacze też tego nie potrafią. Na przykład model „Symphonic Line RG-9 Mk3” (2990 USD). który otrzymał bardzo dobre noty w prasie zagranicznej (według magazynu „Audio Magazin”), o deklarowanej mocy 300 W przy obciążeniu 8 omów, na sygnale tonowym o częstotliwości 50 Hz, faktycznie oddaje bez zniekształcenie (K- nie więcej niż 0.1%) moc, która nie przekracza 70 W przy czysto aktywnej rezystancji 8 omów, około 95 W przy 4 omach, a nawet mniej przy złożonym obciążeniu. Dlatego jeszcze raz zauważamy, że jeśli chcesz zmniejszyć moc superliniowego UMZCH, wskazane jest zmniejszenie nominalnych wartości napięcia jego zasilania, a jednocześnie możesz zmniejszyć liczbę tranzystorów na wyjściu scena

Jak wykazały specjalnie przeprowadzone badania, stopień wyjściowy przy równoległym połączeniu ośmiu krajowych tranzystorów nie jest gorszy pod względem zniekształceń od opcji stopnia wyjściowego 120 W na najlepszym z istniejących importowanych tranzystorów - w pierwszym etapie 2SA1380 i 2SC3502, po dwa na ramię 2SB649 i 2SD669. a na wyjściu - 2SA1215 i 2SC2921. również dwa na ramię. Dodatkowo opcja wykorzystująca większą liczbę tranzystorów wyjściowych zapewniła „miększe” przełączanie ramion, przy jednoczesnym całkowitym braku „przełączających” zniekształceń. Jeśli chodzi o charakterystyki prędkościowe, to są oscylogramy pokazujące znakomitą dynamiczną liniowość wzmacniacza (patrz artykuł w „Radio, 2000. nr 6). nakręcony dokładnie na bloku UMZCH z domowymi mocnymi tranzystorami.

Należy zaznaczyć, że zastosowanie importowanych tranzystorów oczywiście zmniejsza złożoność montażu wzmacniacza, a wraz ze zmianą układów korekcyjnych o 30...40% poprawia charakterystykę szybkościową. Nie ma to jednak prawie żadnego wpływu na jakość dźwięku.

8. Podczas pomiaru współczynnika przenoszenia prądu bazy tranzystorów KT819G uzyskano wartość h21e = 400, a KT818G - 200. Czy to nie za dużo dla nich?

Tak, to za dużo. Wartości h21e = 100 ... 160 przy prądzie 100 mA są nadal dopuszczalne, ale ponad dwieście jest niepożądane. Niestety istnieją tranzystory z h21e do 500. Są wyjątkowo zawodne i mają zauważalny spadek współczynnika przenoszenia prądu bazowego już przy prądzie kolektora większym niż 1 A. Lepiej jest używać tranzystorów KT818G i KT819G wyprodukowanych później niż w połowie 1997 r. – ich parametry są zazwyczaj lepsze.

9. Czy możliwe jest zastosowanie w stopniu wyjściowym tranzystorów serii KT8101 i KT8102 jako analogów wymienionych w artykule 2SA1215, 2SC2921?

Problemem jest. że wśród tranzystorów tego typu kupowanych na rynku jest wiele mariaży, w tym według OBR. Parametry elektryczne pozwalają na zainstalowanie tych tranzystorów w stopniu końcowym nie więcej niż cztery lub pięć na ramię ze względu na znaczną pojemność ich przejść - dwa razy większą niż w przypadku KT818. KT819. Jeśli tranzystory są dobrej jakości, to całkiem dopuszczalne jest użycie ich we wzmacniaczu.

10. Co tłumaczy zastosowanie drogich tranzystorów KT632B i KT638A w UMZCH?

Po pierwsze, w sprzedaży są również niedrogie wersje, ale „z tworzywa sztucznego * (na przykład KT638A1). Po drugie, według autora artykułu, są to jedyne odpowiednie komplementarne tranzystory domowe do wzmacniaczy o napięciu zasilania powyżej ±40 V. Nawiasem mówiąc, liniowość ich charakterystyk wyjściowych jest bardzo wysoka, a rezystancja objętościowa kolektora niewielka. Importowane tranzystory 2N5401 i 2N5551 są pod tym względem nieco gorsze, ale dopuszczalne jest ich stosowanie (biorąc pod uwagę różnica w pinout). Jako ich zamiennik można polecić tranzystory KT6116A, KT6117A.

11. Czy muszę dokonywać jakiś zmian we wzmacniaczu, jeśli zastosuję w torach zasilających kondensatory tlenkowe o większej pojemności - 15000 uF każdy, montując je obok płytki PA?

W takim przypadku należy wymienić płytkę na tlenkowe kondensatory „wysokiej częstotliwości” (na przykład 6-10 sztuk K73-17 o pojemności 4,7 μF przy 63 V) i podłączyć tłumiące łańcuchy RC od dwóch do czterech kondensatorów tlenkowych równolegle o łącznej pojemności 1000 -2200 uF przy 63 V i rezystor szeregowy 1 ohm 0.5 W do tłumienia rezonansu z przewodami zasilającymi (muszą być skręcone). Uwaga: przy prędkości i prądzie, które zapewnia ten wzmacniacz, każda znacząca zmiana konstrukcyjna powoduje konieczność ponownego dostrojenia obwodów korekcyjnych (R71, C46) w celu zoptymalizowania odpowiedzi przejściowej.

12. Określ napięcie i prąd uzwojeń wtórnych transformatora T2.

Prąd w uzwojeniach transformatora mocy można uznać za szczytowy lub równoważny sinusoidalny. Przy obliczaniu transformatora działającego na prostowniku z filtrem pojemnościowym należy wziąć pod uwagę prąd szczytowy, ponieważ to on określa spadek napięcia na uzwojeniach. Producenci zwykle mają na myśli prąd przy obciążeniu rezystancyjnym, którego wartość szczytowa jest znacznie mniejsza - odpowiednio dla transformatorów przemysłowych o tej samej mocy rezystancja uzwojenia jest zbyt duża. Z tego powodu w artykule podano wartości rezystancji uzwojeń, a nie prądu. W innych wersjach konstrukcji transformatorów mocy rezystancje uzwojeń można określić dość dokładnie na podstawie oszacowanej długości i przekroju drutu.

Dla wersji wzmacniacza o napięciu zasilania stopnia wyjściowego 32 V napięcie jałowe na uzwojeniach powinno wynosić 23...24 V rms, maksymalny prąd uzwojenia wtórnego w impulsie (przy prądzie wyjściowym wzmacniacz 7 A przy częstotliwości 20 Hz) - 32 ... 37 A, jednocześnie spadek napięcia pod obciążeniem nie powinien przekraczać 2 ... 3 V. Wymagania dotyczące pozostałych uzwojeń są określone w artykuł.

13. Jakie są cechy włączania wzmacniacza w trybie obwodu mostkowego w celu zwiększenia mocy wyjściowej?

Podczas łączenia dwóch wzmacniaczy warto wprowadzić następujące zmiany.

Najpierw należy połączyć szyny zasilające ±40 V i wspólny przewód obu wzmacniaczy w wiązkę siedmiu ciasno skręconych przewodów o przekroju co najmniej 1 mm2 każdy, jak pokazano na ryc. 1. Specjalny układ przewodów pozwala zminimalizować indukcyjność pasożytniczą połączenia. Łączenie potężnych obwodów mocy podwaja efektywną pojemność kondensatorów filtrujących i zmniejsza równoważną rezystancję prostownika poprzez wykorzystanie obu połówek zasilacza do wzmocnienia każdej półfali sygnału. Warunkiem koniecznym jest, aby uzwojenia wtórne transformatora mocy T1 były osobne dla każdego kanału (lepiej nawinąć je jedną wiązką przewodów) w celu wykluczenia prądu wyrównawczego między prostownikami i prądu kompensacji we wspólnym przewodzie paczka.

Po drugie, konieczne jest obniżenie napięcia zasilania stopnia wyjściowego z ±40 do ±32 V, co ułatwi pracę jego tranzystorów, umożliwiając im pracę w połączeniu zmostkowanym do obciążenia 4 omów bez zakłócania OBR. Dodatkowo niższe napięcie pozwoli na zastosowanie kondensatorów o napięciu roboczym 35 V o większej pojemności (o tych samych wymiarach).

Po trzecie, wykluczają wzmacniacz operacyjny DA4 i związane z nim obwody.

14. Jak niska musi być impedancja źródła, aby filtr wejściowy wzmacniacza działał prawidłowo?

Prototyp tego wzmacniacza posiadał dodatkowy stopień z wejściem zbalansowanym i nie wymagał niskiej impedancji źródła sygnału. Jednak nawet bez takiej kaskady, przy rezystancji wyjściowej źródła sygnału mniejszej niż 3 kOhm, zmiany w odpowiedzi częstotliwościowej filtra wejściowego są bardzo nieznaczne,

15. Jak zrobić zbalansowane wejście wzmacniacza bez utraty jakości dźwięku?

Wariant obwodu kaskadowego ze zrównoważonym wejściem pokazano na ryc. 2.

W porównaniu do KR140UD1101 lub LM318. wskazane na schemacie użycie popularnych wśród audiofilów wzmacniaczy operacyjnych (LT1028, LT1115, AD797. OPA627, OPA637, OPA604. OPA2604 itp.) w rzeczywistych warunkach, np. w obecności zakłóceń RF, często daje najgorszy wynik . Spośród wzmacniaczy operacyjnych, które testowałem, AD842 działa najlepiej, ale wydaje się, że ten układ scalony jest już wycofany z produkcji. Należy zauważyć, że ze względu na duży prąd wejściowy tego wzmacniacza operacyjnego, rezystancja rezystorów kaskadowych musi zostać kilkakrotnie zmniejszona.

16. Co można polecić do superliniowego UMZCH jako przedwzmacniacza? Jakiego przedwzmacniacza użył autor?

Wejście UMZCH jest przeznaczone do bezpośredniego podłączenia do odtwarzacza CD WADIA. o maksymalnym napięciu wyjściowym 2 V (nawiasem mówiąc, podobny poziom ma również magnetofon DAT). Poziom sygnału ustawiany jest w nim przez przetwornik cyfrowo-analogowy z funkcją regulatora (dodatkowo regulacja jest łączona – zarówno w „cyfrę”, jak i „analog” – poprzez zmianę napięcia odniesienia). W odtwarzaczu z dwoma blokami regulator sterowany cyfrowo ma mniejszy szum modulacji w porównaniu do zmiennego rezystora.

Spośród stosunkowo popularnych odtwarzaczy CD możemy polecić modele SONY XA30ES, XA50ES i TEAC-X1. Dobrze sprawdziły się również odtwarzacze SACD. Zamiast przedwzmacniacza autor zastosował prosty włącznik na kontaktronach.

Podczas projektowania superliniowego UMZCH zalecamy stosowanie regulatorów głośności z dyskretnym tłumieniem. W skrajnych przypadkach na wejściu wzmacniacza można umieścić zmienny rezystor o rezystancji 10 kOhm. i musi być podłączony za kondensatorem C1. do częstotliwości odcięcia wejściowego HPF. utworzony przez Cl i równoległe połączenie regulatora i R1, był minimalny przy małej głośności i maksymalny przy dużej głośności.

17. Jak mogę tymczasowo zmniejszyć moc wyjściową (czułość)?

Aby wprowadzić tryb „20 dB” („cichy”) najłatwiej jest wprowadzić dodatkowy rezystor „wygaszający” i przekaźnik (RES-49 lub RES-55, RES-60, RES-80, RES-81, RES- 91 itd.) ze stykami normalnie zamkniętymi połączonymi równolegle z tym rezystorem. Rozwarcie styków prowadzi do obniżenia poziomu. Styki muszą być pozłacane (sprawdź paszporty przekaźników). Sprawdzą się też inne kontaktrony, również ze złoconymi stykami. Przekaźnik musi być zasilany napięciem stałym o niskim poziomie tętnień, w przeciwnym razie możliwe jest tło prądu przemiennego.

18. W szerokopasmowych urządzeniach elektronicznych duże kondensatory tlenkowe są zwykle bocznikowane kondensatorami ceramicznymi. Czy warto zatem przewidzieć umieszczenie kondensatorów SMD na płytce?

Specjalne pomiary wykazały, że przy pełnym zamontowaniu na płytce kondensatorów tlenkowych standardowej jakości (Samsung, Jamicon itp.) wprowadzenie dodatkowych kondensatorów ceramicznych praktycznie nie zmienia impedancji szyn zasilających w zakresie częstotliwości do 20 MHz, a charakterystyka przejściowa wzmacniacza również się nie zmienia. Kondensatory 63 V SMD (montaż powierzchniowy) są rzadkie, zwykle 50 V. Należy mieć na uwadze, że duża płytka podczas montażu odkształci się, co może doprowadzić do pęknięć takich kondensatorów.

literatura

1. Ageev S. Czy UMZCH powinien mieć niską impedancję wyjściową? - Radio, 1997, nr 4, s. 14-16.
2. Vitushkin A., Telesnin V. Stabilność wzmacniacza i naturalne brzmienie. - Radio, 1980, nr 7, s. 36, 37.
3. Wysoka wierność Sukhov N. UMZCH. - Radio, 1989, nr 6, s. 55-57; nr 7, s. 57-61.
4. Alexander M. Wzmacniacz mocy audio z aktualnym sprzężeniem zwrotnym. 88. Zjazd Audio inż. Towarzystwo, przedruk nr 2902, marzec 1990.
5. Wiederhold M. Neuartige Konzeption für einen HiFi-Leistungsfersterker. - Radio fernsehen elektronik, 1977, H.14, s. 459. 462-XNUMX.
6. Akulinichev I. UMZCH z szerokopasmowym OOS. - Radio, 1989, nr 10, s. 56-58.
7. Technika Baxandal PJ do wyświetlania prądowych i napięciowych możliwości wyjściowych wzmacniaczy i powiązania ich z wymaganiami głośników. - JAES, 1988, tom. 36, str. 3-16. 17.
8. Polyakov V. Zmniejszenie pola rozproszonego transformatorów. - Radio, 1983, nr 7, s. 28, 29.
9. Teoria ECAP. - Opublikowane przez EvoxRifa Co., 1997.
10. Popularne złącza produkcji zagranicznej. - Radio, 1997, nr 4, s. 60.
11. Popularne złącza produkcji zagranicznej. - Radio. 1997, nr 9. s. 49-51.

Autor: S. Ageev, Moskwa

Zobacz inne artykuły Sekcja Tranzystorowe wzmacniacze mocy.

Czytaj i pisz przydatne komentarze do tego artykułu.

<< Wstecz

Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:

Maszyna do przerzedzania kwiatów w ogrodach 02.05.2024

We współczesnym rolnictwie postęp technologiczny ma na celu zwiększenie efektywności procesów pielęgnacji roślin. We Włoszech zaprezentowano innowacyjną maszynę do przerzedzania kwiatów Florix, zaprojektowaną z myślą o optymalizacji etapu zbioru. Narzędzie to zostało wyposażone w ruchome ramiona, co pozwala na łatwe dostosowanie go do potrzeb ogrodu. Operator może regulować prędkość cienkich drutów, sterując nimi z kabiny ciągnika za pomocą joysticka. Takie podejście znacznie zwiększa efektywność procesu przerzedzania kwiatów, dając możliwość indywidualnego dostosowania do specyficznych warunków ogrodu, a także odmiany i rodzaju uprawianych w nim owoców. Po dwóch latach testowania maszyny Florix na różnych rodzajach owoców wyniki były bardzo zachęcające. Rolnicy, tacy jak Filiberto Montanari, który używa maszyny Florix od kilku lat, zgłosili znaczną redukcję czasu i pracy potrzebnej do przerzedzania kwiatów. ... >>

Zaawansowany mikroskop na podczerwień 02.05.2024

Mikroskopy odgrywają ważną rolę w badaniach naukowych, umożliwiając naukowcom zagłębianie się w struktury i procesy niewidoczne dla oka. Jednak różne metody mikroskopii mają swoje ograniczenia, a wśród nich było ograniczenie rozdzielczości przy korzystaniu z zakresu podczerwieni. Jednak najnowsze osiągnięcia japońskich badaczy z Uniwersytetu Tokijskiego otwierają nowe perspektywy badania mikroświata. Naukowcy z Uniwersytetu Tokijskiego zaprezentowali nowy mikroskop, który zrewolucjonizuje możliwości mikroskopii w podczerwieni. Ten zaawansowany instrument pozwala zobaczyć wewnętrzne struktury żywych bakterii z niesamowitą wyrazistością w skali nanometrowej. Zazwyczaj ograniczenia mikroskopów średniej podczerwieni wynikają z niskiej rozdzielczości, ale najnowsze odkrycia japońskich badaczy przezwyciężają te ograniczenia. Zdaniem naukowców opracowany mikroskop umożliwia tworzenie obrazów o rozdzielczości do 120 nanometrów, czyli 30 razy większej niż rozdzielczość tradycyjnych mikroskopów. ... >>

Pułapka powietrzna na owady 01.05.2024

Rolnictwo jest jednym z kluczowych sektorów gospodarki, a zwalczanie szkodników stanowi integralną część tego procesu. Zespół naukowców z Indyjskiej Rady Badań Rolniczych i Centralnego Instytutu Badań nad Ziemniakami (ICAR-CPRI) w Shimla wymyślił innowacyjne rozwiązanie tego problemu – napędzaną wiatrem pułapkę powietrzną na owady. Urządzenie to eliminuje niedociągnięcia tradycyjnych metod zwalczania szkodników, dostarczając dane dotyczące populacji owadów w czasie rzeczywistym. Pułapka zasilana jest w całości energią wiatru, co czyni ją rozwiązaniem przyjaznym dla środowiska i niewymagającym zasilania. Jego unikalna konstrukcja umożliwia monitorowanie zarówno szkodliwych, jak i pożytecznych owadów, zapewniając pełny przegląd populacji na każdym obszarze rolniczym. „Oceniając docelowe szkodniki we właściwym czasie, możemy podjąć niezbędne środki w celu zwalczania zarówno szkodników, jak i chorób” – mówi Kapil ... >>

Przypadkowe wiadomości z Archiwum Odkryto unikalną podwójną asteroidę 23.09.2017 Między Marsem a Jowiszem odkryto asteroidę, która nie ma odpowiednika w Układzie Słonecznym i jak dotąd w całym wszechświecie. W rzeczywistości ciało niebieskie z oznaczeniem 288P to nie jedna, ale dwie asteroidy, które krążą wokół siebie, pozostawiając ślady jak dwie komety. Astronomowie są zaintrygowani pojawieniem się takiej podwójnej planetoidy i planują ją dalej badać. Pochodzenie obiektu nie zostało jeszcze wyjaśnione.

Inne ciekawe wiadomości:

▪ Koty rozumieją ludzi

▪ Smak mleka matki

▪ Ćwiczenia nie działają na wszystkich

▪ Pszczoły ostrzegają się nawzajem przed niebezpieczeństwem

▪ Konstrukcje do mocowania paneli słonecznych wykonane z przetworzonych łopat turbin wiatrowych

Wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika

Ciekawe materiały z bezpłatnej biblioteki technicznej:

▪ w dziale Eksperymenty Fizyczne. Wybór artykułów

▪ artykuł Nie wiedziałem, czego chcę: albo konstytucji, albo gwiaździstego jesiotra z chrzanem. Popularne wyrażenie

▪ artykuł Kiedy wyjdzie słońce? Szczegółowa odpowiedź

▪ artykuł Sprzęt dla pływaka. Transport osobisty

▪ artykuł Domowy licznik Geigera. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

▪ artykuł Charakterystyka połączeń przeciwwybuchowych urządzeń przeciwwybuchowych. Parametry połączeń przeciwwybuchowych urządzeń elektrycznych podgrup IIA i IIB. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

Zostaw swój komentarz do tego artykułu:

Wszystkie języki tej strony

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn

www.diagram.com.ua
2000-2024