Menu English Ukrainian Rosyjski Strona główna

Bezpłatna biblioteka techniczna dla hobbystów i profesjonalistów Bezpłatna biblioteka techniczna


ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ
Darmowa biblioteka / Schematy urządzeń radioelektronicznych i elektrycznych

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

Bezpłatna biblioteka techniczna

Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Syntezatory częstotliwości

Komentarze do artykułu Komentarze do artykułu

Wprowadzenie

Pętla synchronizacji fazowej (PLL) jest szeroko stosowanym oryginalnym węzłem, który jest produkowany przez niektóre firmy jako oddzielny układ scalony. PLL zawiera detektor fazy, wzmacniacz i oscylator sterowany napięciem (VCO) i jest połączeniem technologii analogowej i cyfrowej. Pokrótce omówimy zastosowania PLL do dekodowania tonów, demodulacji AM i FM, mnożenia częstotliwości, syntezy częstotliwości, taktowania sygnału w zaszumionych warunkach (takich jak zapis magnetyczny) i odzyskiwania sygnału.

Istnieje tradycyjne odchylenie anty-PLL, częściowo z powodu trudności w implementacji PLL na dyskretnych komponentach, a częściowo opartego na przekonaniu, że PLL nie może działać wystarczająco niezawodnie. Jednak obecne pojawienie się dużej liczby niedrogich i łatwych w obsłudze urządzeń PLL pozwala szybko usunąć pierwszą przeszkodę w ich powszechnym stosowaniu. Prawidłowo zaprojektowany i używany do granic możliwości PLL jest tak niezawodnym elementem obwodu, jak wzmacniacz operacyjny lub przerzutnik.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Rys.1. Obwód pętli fazowej.

Klasyczny układ PLL pokazano na rys.1. Detektor fazy porównuje częstotliwości dwóch sygnałów wejściowych i generuje sygnał wyjściowy, który jest miarą ich niedopasowania fazowego (jeśli na przykład różnią się częstotliwością, zostanie wygenerowany sygnał wyjściowy o okresowej różnicy częstotliwości). Jeśli częstotliwości fin i fgoon nie są sobie równe, to sygnał błędu fazy, po przefiltrowaniu i wzmocnieniu, wpłynie na VCO, zbliżając częstotliwość fgoon do fin. W trybie normalnym VCO szybko „blokuje” fin częstotliwości, utrzymując stałe przesunięcie fazowe w stosunku do sygnału wejściowego.

Ponieważ po filtrowaniu wyjściem detektora fazy jest napięcie stałe, a sygnał sterujący VCO jest miarą częstotliwości wejściowej, jasne jest, że PLL może być używany do wykrywania FM i dekodowania tonów (w telefonii cyfrowej transmisja linii). Wyjście VCO generuje sygnał z fin częstotliwości; jednocześnie jest to „oczyszczona” kopia płetwy sygnałowej, która sama może być podatna na zakłócenia. Ponieważ wyjściowy sygnał okresowy VCO może mieć dowolny kształt (trójkątny, sinusoidalny itp.), umożliwia to utworzenie, powiedzmy, sygnału sinusoidalnego zsynchronizowanego z sekwencją impulsów wejściowych.

Często obwody PLL wykorzystują licznik modulo n podłączony między wyjściem VCO a detektorem fazy. Za pomocą tego licznika uzyskuje się częstotliwość będącą wielokrotnością wejściowej częstotliwości faksu. Jest to wygodne przy generowaniu impulsów zegarowych, które są wielokrotnością częstotliwości sieci w konwerterach całkujących (dwustopniowych lub z równoważeniem ładunku) w celu tłumienia zakłóceń sieci. Syntezatory częstotliwości są również budowane na podstawie podobnych schematów.

Elementy urządzenia PLL

Detektor fazy. Obecnie istnieją dwa główne typy detektorów faz, czasami określane jako typ 1 i typ 2. Detektor typu 1 działa na analogowych lub cyfrowych sygnałach prostokątnych, podczas gdy detektor typu 2 działa na przełączaniu cyfrowym (zbocza). Przedstawiciele typu 1 to IC565 (liniowy) i 4044 (TTL), typ 2-4046 (CMOS).

Najprostszym detektorem fazy typu 1 (cyfrowym) jest bramka XOR, której obwód pokazano na rys. 2. Ten sam rysunek pokazuje zależność napięcia wyjściowego detektora (po filtrowaniu dolnoprzepustowym) od różnicy faz dla wejściowych sygnałów prostokątnych o współczynniku wypełnienia 50%. Detektor fazy typu 1 (liniowy) ma podobną charakterystykę fazową, chociaż opiera się na mnożniku „czterokwadratowym”, znanym również jako „mikser zrównoważony”. Detektory fazowe tego typu są wysoce liniowe i służą do detekcji synchronicznej.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Rys.2. Detektor fazy (typ 1), wykonany według schematu XOR.

Detektory fazy typu 2 są czułe tylko na względne położenie zboczy sygnału wejściowego i sygnału na wyjściu VCO, jak pokazano na rysunku 3. W zależności od tego, czy zbocze sygnału wyjściowego VCO pojawia się przed, czy po zboczu sygnału odniesienia, wyjście komparatora fazy będzie generować odpowiednio impulsy wyprzedzenia lub opóźnienia.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Rys.3. Detektor fazy (typ 2) wyprowadzony - opóźniony, pracujący "na frontach".

Czas trwania tych impulsów, jak pokazano na rysunku, jest równy odstępowi czasu między zboczami odpowiednich sygnałów. Podczas działania impulsów wyprzedzających lub opóźniających obwód wyjściowy odpowiednio drenuje lub podaje prąd, a średnie napięcie uzyskane na wyjściu zależy od różnicy faz, jak pokazano na rys.4. Działanie tego układu jest całkowicie niezależne od współczynnika wypełnienia sygnałów wejściowych (w przeciwieństwie do omówionego powyżej układu komparatora fazowego typu 1). Kolejną zaletą jest brak sygnału wyjściowego, gdy sygnały wejściowe są zsynchronizowane. Oznacza to, że na wyjściu nie ma „tętnienia”, co powoduje okresową modulację fazy w detektorach fazy typu 1.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Ris.4.

Oto charakterystyka porównawcza dwóch głównych typów detektorów fazy:

Tabela 1
CharakteryzacjaTyp 1 Typ 2
XOR Wyzwalanie krawędziowe („pompowanie ładunku”)
Cykl pracy wejścia Optymalne 50% nie odgrywa żadnej roli
Synchronizacja harmoniczna Tak Nie
Tłumienie zakłóceń dobry Źle
Tętnienia szczątkowe podwójna częstotliwość 2fin Duży Mały
Zakres synchronizacji (śledzenie), L Pełna gama VCO Cała gama VCO
Zasięg przechwytywania aL(a<1) L
Częstotliwość wyjściowa przy braku synchronizacji fcenter fmin

Istnieje jeszcze jedna różnica między tymi dwoma typami detektorów fazy. Wyjście detektora typu 1 zawsze wymaga późniejszego filtrowania w pętli sterowania (więcej na ten temat poniżej). Tak więc w detektorze PLL typu 1 filtr pętli działa jak filtr dolnoprzepustowy, wygładzając sygnały logiczne o pełnej amplitudzie. W tym przypadku zawsze występują pulsacje szczątkowe, których wynikiem są okresowe oscylacje fazy. W obwodach, w których PLL jest używany do zwielokrotniania lub syntezy częstotliwości, skutkuje to „modulacją fazy bocznej” sygnału wyjściowego.

Natomiast detektor typu 2 generuje impulsy wyjściowe tylko wtedy, gdy występuje niedopasowanie fazy między sygnałem odniesienia a sygnałem VCO. Jeśli nie ma niedopasowania, wyjście detektora zachowuje się jak obwód otwarty, a kondensator filtra pętli działa jak urządzenie magazynujące, przechowując napięcie, przy którym VCO utrzymuje pożądaną częstotliwość. Jeśli częstotliwość sygnału odniesienia zmieni się, detektor fazy wygeneruje serię krótkich impulsów, które ładują (lub rozładowują) kondensator do nowego napięcia potrzebnego do przywrócenia synchronizacji VCO.

Generatory sterowane napięciem. Ważnym elementem systemów pętli fazowej jest oscylator, którego częstotliwość można kontrolować z wyjścia detektora fazy. Niektóre układy PLL zawierają VCO, takie jak element liniowy 565 i element CMOS 4046. Istnieją również oddzielne układy scalone VCO, takie jak 4024 (oprócz wspomnianego powyżej detektora fazy 4044 TTL) lub różne elementy TTL serii 74xx ( na przykład , 74S124 i 74LS324-327). Inną ciekawą klasą VCO są oscylatory z wyjściem sinusoidalnym (8038, 2206 itd.). Generują czystą falę sinusoidalną ze zniekształconymi sygnałami wejściowymi. Tabela 2 zawiera podsumowanie różnych VCO.

Tabela 2
Typ rodzina Fmaks, MHz Wyloguj się
566 Liniowy 1 Prostokątny, trójkątny
2206 " 0,5 Prostokątne, trójkątne, sinusoidalne
2207 " 0,5 Prostokątny, trójkątny
4024 TTL 25 TTL
4046 kmop 1 CMOS
8038 Liniowy 0,1 Prostokątne, trójkątne, sinusoidalne
74LS124 TTL 20 TTL
74S124 TTL 60 TTL
74LS324 TTL 20 TTL

Zauważ, że częstotliwość VCO nie podlega ograniczeniom obwodów logicznych. Na przykład możesz użyć generatora częstotliwości radiowej z varactorem (dioda o zmiennej pojemności) (ryc. 5).

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Ris.5

Nie zastanawiając się nad tym szczegółowo, zauważamy, że można użyć nawet generatora mikrofalowego (GHz) opartego na klistronie refleksyjnym, który jest dostrajany poprzez zmianę napięcia na reflektorze. Oczywiście urządzenie PLL z oscylatorami tego typu musi zawierać detektor fazy RF. Systemy PLL nie wymagają, aby VCO był zbyt liniowy pod względem częstotliwości w stosunku do napięcia. Jednak przy znacznej nieliniowości współczynnik transmisji będzie się zmieniał wraz z częstotliwością i trzeba będzie zapewnić większy margines stabilności.

Projekt PLL

Zamknięcie pętli sterowania. Na wyjściu detektora fazy generowany jest sygnał błędu, który związany jest z występowaniem różnicy faz pomiędzy sygnałem wejściowym i referencyjnym. Napięcie wejściowe VCO kontroluje jego częstotliwość. Wydawać by się mogło, że aby stworzyć zamkniętą pętlę sterowania, wystarczy pokryć ją obwodem sprzężenia zwrotnego z pewnym wzmocnieniem, jak to ma miejsce w układach ze wzmacniaczami operacyjnymi.

Tutaj jednak jest jedna istotna różnica. W konwencjonalnych obwodach wielkość kontrolowana przez sprzężenie zwrotne jest taka sama lub przynajmniej proporcjonalna do wielkości mierzonej w celu wygenerowania sygnału błędu. Na przykład we wzmacniaczu mierzone jest napięcie wyjściowe i odpowiednio dopasowywane jest napięcie wejściowe. Integracja odbywa się w systemie PLL. Mierzymy fazę i działamy na częstotliwości, a faza jest całką częstotliwości. Powoduje to przesunięcie fazowe o 90° w pętli sterowania.

Ponieważ integrator wprowadzony do ścieżki sprzężenia zwrotnego pętli wprowadza dodatkowe opóźnienie fazowe o 90°, samowzbudzenie może wystąpić przy częstotliwościach, w których całkowite wzmocnienie pętli wynosi jedność. Najprostszym rozwiązaniem jest wykluczenie z obwodu wszystkich innych elementów, które dają opóźnienie fazowe przynajmniej przy częstotliwościach, przy których całkowite wzmocnienie pętli jest bliskie jedności. W końcu wzmacniacze operacyjne są przesunięte w fazie o 90° w prawie całym zakresie częstotliwości i nadal działają dobrze. Jest to pierwsze podejście do rozwiązania problemu, którego wynikiem jest tzw. „obrys pierwszego rzędu”. Jest podobny do powyższego schematu blokowego PLL, ale bez filtra dolnoprzepustowego.

Chociaż takie układy pierwszego rzędu są stosowane w wielu przypadkach, nie mają niezbędnych właściwości „koła zamachowego”, czyli wygładzania szumów lub fluktuacji sygnału wejściowego. Ponadto, ponieważ wyjście detektora fazy bezpośrednio steruje VCO, nie można utrzymać stałej zależności fazowej między sygnałem wyjściowym VCO a sygnałem odniesienia w pętli pierwszego rzędu. Pętla drugiego rzędu, aby zapobiec niestabilności, zawiera dodatkowy filtr dolnoprzepustowy w pętli sprzężenia zwrotnego. Z tego powodu występuje właściwość wygładzania, zakres przechwytywania zawęża się, a czas przechwytywania wzrasta. Ponadto, jak zostanie pokazane poniżej, pętla drugiego rzędu z detektorem fazy typu 2 zapewnia synchronizację z zerową różnicą faz między sygnałem odniesienia a wyjściem VCO. Pętle drugiego rzędu są używane prawie wszędzie, ponieważ w większości zastosowań układ PLL musi zapewniać niewielkie wahania fazy sygnału wyjściowego, a także pewne właściwości pamięci lub „koła zamachowego”. Obwody drugiego rzędu pozwalają na duże wzmocnienie przy niskich częstotliwościach, co daje większą stabilność (podobnie jak wzmacniacze sprzężenia zwrotnego). Spójrzmy teraz na przykład użycia PLL.

Mnożnik częstotliwości.

Przykład rozwoju. Systemy PLL są często używane do generowania sygnałów, których częstotliwość jest wielokrotnością częstotliwości wejściowej. W syntezatorach częstotliwości częstotliwość wyjściową uzyskuje się przez pomnożenie liczby całkowitej n przez częstotliwość stabilizowanego sygnału odniesienia o niskiej częstotliwości (na przykład 1 Hz). Liczba n jest ustawiana w postaci cyfrowej, a przestrajalnym generatorem liczb można sterować z komputera. W bardziej prozaicznych przypadkach można znaleźć zastosowanie urządzenia PLL do generowania częstotliwości zegara zsynchronizowanej z pewną częstotliwością odniesienia już dostępną w tym urządzeniu. Załóżmy na przykład, że dwustopniowy ADC potrzebuje sygnału zegarowego o częstotliwości 61,440 kHz. Przy tej częstotliwości uzyskuje się 7,5 pomiaru na sekundę; pierwszy etap będzie trwał 4096 cykli zegara (przypomnijmy, że w dwustopniowych przetwornikach ADC czas trwania tego etapu jest stały), a maksymalny czas trwania drugiego etapu wyniesie 4096 cykli.

Charakterystyczną cechą układu PLL jest możliwość synchronizacji sygnału zegarowego o częstotliwości 61,440 kHz z częstotliwością sieciową 60 Hz (61,440=60x1024), co pozwala całkowicie wytłumić zakłócenia sieciowe na wejściu przetwornika.

Rozważmy najpierw standardowy układ PLL (rys. 6), który zawiera dodatkowy licznik - dzielnik częstotliwości przez n, włączony między wyjście VCO a detektor fazy.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Rys.6 (kliknij, aby powiększyć)

Diagram pokazuje współczynniki przenoszenia każdego funkcjonalnego elementu obwodu, co pomoże nam w obliczeniu stabilności. W szczególności zauważamy, że detektor fazy przekształca fazę w napięcie, a VCO z kolei przekształca napięcie w pochodną fazy w funkcji czasu, czyli w częstotliwość. Można zatem uznać, że jeśli weźmiemy pod uwagę fazę jako zmienną wejściową, to VCO działa jako integrator. Napięcie wejściowe o stałym błędzie powoduje liniowo rosnący błąd fazy na wyjściu VCO. Filtr dolnoprzepustowy i dzielnik częstotliwości przez n mają zysk mniejszy niż jeden.

Stabilność i przesunięcia fazowe

Rysunek 7 przedstawia diagramy Bodego, które pozwalają nam ocenić stabilność PLL drugiego rzędu.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Rys.7 (kliknij, aby powiększyć)

VCO działa jako integrator ze stałą czasową 1/fi opóźnieniem fazowym 90° (tj. stała czasowa jest proporcjonalna do 1/jw, a kondensator jest ładowany przez źródło prądu). Aby stworzyć margines fazowy (różnica między 180 ° a przesunięciem fazowym przy częstotliwości, przy której całkowite wzmocnienie obwodu jest równe 1), rezystor jest połączony szeregowo z kondensatorem w filtrze dolnoprzepustowym, zapobieganie załamaniu stabilności przy niektórych częstotliwościach (wprowadzenie „zera” funkcji transferu). Połączenie charakterystyki VCO i filtra daje wykres Bode'a dla ogólnego wzmocnienia pętli pokazanego na rysunku. Dopóki nachylenie odpowiedzi wynosi 6 dB/oktawę (w obszarze wzmocnienia jedności), pętla będzie stabilna. Uzyskuje się to dzięki zastosowaniu filtra dolnoprzepustowego typu lead-lag i odpowiednim doborze jego charakterystyki (a także w obwodach kompensacji fazy typu lead-lag we wzmacniaczach operacyjnych). W następnej sekcji pokażemy, jak to się robi.

Obliczanie współczynnika transferu

Rysunek 8 przedstawia obwód PLL dla syntezatora częstotliwości 61 Hz. Detektor fazy i VCO są częścią układu PLL opartego na układzie CMOS typu 440.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Rys.8. Wykorzystanie mnożnika PLL do generowania sygnałów zegarowych,
synchroniczny z częstotliwością AC (kliknij, aby powiększyć)

W układzie tym zastosowano wersję detektora fazy pracującą na frontach, chociaż IC 4046 ma obie opcje. Wyjście obwodu jest utworzone przez parę impulsowych tranzystorów CMOS, które dostarczają impulsowe sygnały o poziomach Ucc lub 0 V. W rzeczywistości jest to wyjście trójstanowe rozważane wcześniej, ponieważ z wyjątkiem momentów impulsów błędu fazy, jest w stanie wysokim rezystancja wyjściowa. Maksymalne i minimalne częstotliwości VCO, ustawione przez poziomy napięcia sterującego 0 V i Ucc, są określone przez dobór rezystorów R1 i R2 oraz kondensatora C1 zgodnie z danymi znamionowymi. Z danych technicznych elementu 4046 można określić istotną wadę układu: dużą wrażliwość na stabilność napięć zasilających. Wybór pozostałych elementów konturu odbywa się według standardowych procedur dla PLL.

Po wybraniu zakresu VCO pozostaje tylko zaprojektować filtr dolnoprzepustowy, który jest bardzo krytyczną częścią systemu. Zacznijmy od obliczenia wzmocnienia całej pętli sterowania. W tabeli 3 przedstawiono wzory obliczeniowe dla poszczególnych składników (zgodnie z rys. 6).

Tabela 3. Obliczenie wzmocnienia PLL

 Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
(kliknij, aby powiększyć)

Obliczenia należy wykonywać ostrożnie, nie myląc częstotliwości f i częstotliwości kołowej w lub herc z kilohercem. Do tej pory nie wyznaczaliśmy tylko współczynnika Kj. Można to określić, pisząc wyrażenie dla ogólnego wzmocnienia pętli, ale najpierw pamiętaj, że VCO jest integratorem i napisz:

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości

Stąd ogólny zysk jest

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości

Teraz wybieramy częstotliwość, przy której wzmocnienie staje się równe jedności. Pomysł polega na tym, że pojedyncza częstotliwość transmisji jest dobrana na tyle wysoko, aby pętla mogła prawidłowo śledzić zmiany częstotliwości wejściowej, ale także na tyle niska, aby wygładzić szumy i skoki w sygnale wejściowym. Na przykład system PLL zaprojektowany do demodulacji wejściowych sygnałów FM lub dekodowania sekwencji szybkich tonów musi być szybki (dla sygnałów FM szerokość pasma pętli musi być zgodna z sygnałem wejściowym, to znaczy równa maksymalnej częstotliwości modulacji, a dla dekodowania tonu, pętla stałej czasowej musi być krótsza niż czas trwania tonu). Z drugiej strony, ponieważ system ten jest przeznaczony do śledzenia pewnych wartości stabilnej lub wolno zmieniającej się częstotliwości wejściowej, musi mieć niską pojedynczą szybkość transmisji. Zmniejszy to „szumy” fazowe na wyjściu i zapewni niewrażliwość na zakłócenia i zakłócenia na wejściu. Nawet krótkie przerwy w sygnale wejściowym będą ledwo zauważalne, ponieważ kondensator filtru będzie magazynował napięcie, które spowoduje, że VCO będzie nadal wytwarzał wymaganą częstotliwość wyjściową.

Biorąc pod uwagę to, co zostało powiedziane, wybieramy częstotliwość pojedynczej transmisji f2 równy 2 Hz lub 12,6 rad/s. Jest to znacznie poniżej częstotliwości odniesienia i jest mało prawdopodobne, aby odchylenia częstotliwości sieci mogły przekroczyć tę wartość (pamiętaj, że energia elektryczna jest wytwarzana przez duże generatory o dużej bezwładności mechanicznej). Punkt załamania charakterystyki filtra dolnoprzepustowego (jego „zero”) wybiera się z reguły przy częstotliwości mniejszej niż f2 3-5 razy, co zapewnia wystarczający margines fazy. Przypomnijmy, że przesunięcie fazowe prostego obwodu RC zmienia się od 0 do 90° w zakresie częstotliwości od 0,1 do 10 w stosunku do częstotliwości -3 dB („biegunów”), przy której przesunięcie wynosi 45°. Wybierzmy więc częstotliwość zerową równą 0,5 Hz, czyli 3,1 rad/s (rys. 9). Punkt załamania f1 określa stałą czasową R4C2 : R4C2=1/2pf1. Przyjmijmy wstępnie: C2=1 uF i R4=330 kOhm. Teraz pozostaje tylko wybrać wartość rezystancji R3 z warunku, że współczynnik transmisji przy częstotliwości f jest równy jedności2. Po wykonaniu tej operacji stwierdzamy, że R3 \u4,3d XNUMX MΩ.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Ris.9.

Ćwiczenia. Sprawdź, czy przy wybranych składnikach filtra wzmocnienie przy f2=2,0 Hz rzeczywiście wynosi 1,0.

Czasami uzyskiwane wartości parametrów filtra są niewygodne i trzeba je przeliczyć lub nieznacznie przesunąć częstotliwość wzmocnienia jedności. Wartości te są akceptowalne dla CMOS PLL (typowa rezystancja wejściowa VCO wynosi 1012 Ohm), a w przypadku PLL na tranzystorach bipolarnych (np. typ 4044) może być konieczne dopasowanie rezystancji za pomocą wzmacniacza operacyjnego.

Aby uprościć konstrukcję filtra w tym przykładzie, zastosowano detektor fazy z przełączaniem krawędzi typu 2. To rozwiązanie może nie być najlepsze w praktyce ze względu na wysoki poziom zakłóceń sieci. Dzięki starannemu doborowi analogowego obwodu wejściowego (na przykład można użyć wyzwalacza Schmitta) można osiągnąć dobrą wydajność obwodu. W przeciwnym razie zaleca się stosowanie detektora fazy XOR typu 1 .

Metoda prób i błędów

Są ludzie, dla których sztuka projektowania układów elektronicznych polega na zmianie parametrów filtra aż do zadziałania układu. Jeśli czytelnik jest jednym z nich, to powinien zmienić swoje podejście do tego zagadnienia. Zapewne z powodu takich programistów systemy PLL mają złą reputację, dlatego podaliśmy szczegółową kalkulację. Niemniej spróbujmy pomóc programistom stosując metodę prób i błędów: R3C2 określa czas wygładzania konturu, a stosunek R4/R3 - tłumienie, czyli brak przeciążenia podczas przeskoku częstotliwości. Zalecamy rozpoczęcie od R4=0,2R3.

Generowanie zegara dla terminali wideo

Generator wysokiej częstotliwości zsynchronizowany z częstotliwością sieci 60 Hz może być z powodzeniem wykorzystywany do generowania sygnałów zegarowych w alfanumerycznych terminalach komputerowych. Standardowa prędkość wyjściowa informacji na wyświetlaczach wideo wynosi 30 klatek na 1 s. Ponieważ zakłócenia sieciowe są prawie zawsze obecne, nawet jeśli są niewielkie, obraz zaczyna powoli „toczyć się”. Dzieje się tak, jeśli nie ma dokładnej synchronizacji między częstotliwością sieci a pionowym kanałem wyświetlacza. Dobrym sposobem na rozwiązanie tego problemu jest skorzystanie z systemu PLL. W takim przypadku należy zastosować VCO o wysokiej częstotliwości (o częstotliwości około 15 MHz, wielokrotność 60 Hz), a sygnały uzyskane przez podzielenie tej głównej sekwencji zegara o wysokiej częstotliwości należy wykorzystać do sekwencyjnego tworzenia punktów każdego znaku , długość linii i liczba linii w ramce.

Przechwytywanie i śledzenie PLL

Oczywiście PLL pozostanie zsynchronizowane tak długo, jak sygnał wejściowy nie wykracza poza dozwolony zakres sygnałów sprzężenia zwrotnego. Ciekawym pytaniem jest wstępne wejście systemu w synchronizację. Początkowe niedopasowanie częstotliwości wytwarza okresowy sygnał różnicy częstotliwości na wyjściu detektora fazy. Tętnienie zmniejszy się po filtrowaniu i pojawi się stały sygnał błędu.

Proces przechwytywania. Odpowiedź na pytanie nie jest taka prosta. Systemy sterowania pierwszego rzędu zawsze będą zsynchronizowane, ponieważ nie ma tłumienia sygnału błędu przy niskiej częstotliwości. Pętle drugiego rzędu mogą być zarówno zsynchronizowane, jak i rozsynchronizowane, w zależności od typu detektora fazy i szerokości pasma filtru dolnoprzepustowego. Ponadto detektor fazy XOR typu 1 ma ograniczoną szerokość pasma akwizycji, która zależy od stałej czasowej filtra. Ta okoliczność może być wykorzystana, jeśli konieczne jest zbudowanie systemu PLL, który musi wykonywać synchronizację tylko w określonym zakresie częstotliwości.

Proces blokowania przebiega następująco: gdy sygnał błędu fazy powoduje zbieżność częstotliwości VCO do częstotliwości odniesienia, przebieg błędu zmienia się wolniej i odwrotnie. Ponieważ sygnał ten jest asymetryczny, wolniejsze zmiany zachodzą w części cyklu, w której fgun zbliża się do fop. W rezultacie niezerowe średnie napięcie DC wprowadza PLL w tryb blokady. Napięcie wejściowe VCO zmienia się podczas procesu przechwytywania, jak pokazano na rysunku 10. Zwróć uwagę na ostatni skok (przekroczenie) na wykresie; powód tego jest bardzo interesujący. Nawet jeśli częstotliwość VCO osiągnie żądaną wartość (na co wskazuje poziom napięcia na wejściu VCO), nie oznacza to, że system koniecznie wszedł w blokadę, ponieważ może się okazać, że nie ma trybu wspólnego. Może to spowodować przekroczenie krzywej. Oczywiście proces przechwytywania w każdym przypadku będzie przebiegał inaczej.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Ris.10.

Pasek przechwytywania i śledzenia

Jeśli używany jest detektor fazy XOR typu 1, pasmo przechwytywania jest ograniczone przez stałą czasową filtra dolnoprzepustowego. Ma to pewien sens, ponieważ jeśli wystąpi duża początkowa różnica częstotliwości, niedopasowany sygnał zostanie osłabiony przez filtr, tak że przechwytywanie nigdy nie nastąpi. Oczywiście zwiększenie stałej czasowej filtra dolnoprzepustowego zawęża pasmo przechwytywania, co jest równoważne zmniejszeniu wzmocnienia pętli. Okazuje się, że takich ograniczeń nie ma w detektorze fazy działającym wzdłuż frontów. Szerokość pasma śledzenia dla obu typów obwodów zależy od zakresu napięcia sterującego VCO.

Kilka przykładów zastosowania systemów PLL

Wspomnieliśmy już o zastosowaniu PLL w syntezatorach częstotliwości i mnożnikach częstotliwości. Jeśli chodzi o to drugie, celowość korzystania z PLL, jak widać na rozważanym przykładzie, jest tak oczywista, że ​​nie powinno być żadnych wątpliwości co do zastosowania PLL. Proste mnożniki (tj. zegary wysokiej częstotliwości dla systemów cyfrowych) nie mają nawet problemów z jitterem odniesienia, a systemy pierwszego rzędu mogą być używane całkiem dobrze.

Przyjrzyjmy się niektórym aplikacjom PLL, które są interesujące z punktu widzenia różnorodnych zastosowań.

Wykrywanie sygnału FM

W przypadku modulacji częstotliwości informacja jest kodowana poprzez zmianę częstotliwości sygnału nośnego proporcjonalnie do zmiany sygnału informacyjnego. Istnieją dwie metody odzyskiwania modulowanych informacji: przy użyciu detektorów fazy lub PLL. Określenie „wykrywanie” odnosi się tutaj do metody demodulacji.

W najprostszym przypadku PLL jest synchronizowana z sygnałem przychodzącym. Napięcie, które jest przykładane do VCO i steruje jego częstotliwością, jest proporcjonalne do częstotliwości wejściowej, a zatem jest wymaganym demodulowanym sygnałem (Rysunek 11). W takim systemie szerokość pasma filtra musi być dobrana na tyle szeroko, aby umożliwić przejście zmodulowanego sygnału. Innymi słowy, czas odpowiedzi PLL powinien być krótki w porównaniu z zasięgiem rekonstruowanego sygnału. PLL nie powinien być zasilany sygnałem, który jest przesyłany przez kanał komunikacyjny; tutaj możesz użyć „częstotliwości pośredniej”, którą uzyskuje się w mikserze odbiornika podczas konwersji częstotliwości. Ta metoda wykrywania FM wymaga wysoce liniowego VCO, aby uniknąć zniekształceń przy częstotliwościach audio.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Ris.11.

Druga metoda detekcji FM wykorzystuje tylko detektor fazy, a nie PLL. Zasada jest zilustrowana na rysunku 12. Oryginalny sygnał wejściowy i ten sam sygnał przesunięty w fazie są doprowadzane do detektora fazy, na którego wyjściu pojawia się określone napięcie.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Ris.12.

Obwód przesunięcia fazowego zmienia przesunięcie fazowe liniowo z częstotliwością (zwykle wykonywane przy użyciu rezonansowych obwodów LC). Tak więc sygnał wyjściowy demodulatora jest liniowo zależny od częstotliwości wyjściowej. Ta technika jest nazywana „podwójnie zrównoważoną kwadraturową detekcją FM”. Jest stosowany w wielu układach scalonych do realizacji ścieżki wzmacniacza/detektora częstotliwości pośredniej (np. typ CA3089).

Wykrywanie sygnału AM

Rozważmy metody, które zapewniają proporcjonalność między sygnałem wyjściowym a chwilową wartością sygnału amplitudy o wysokiej częstotliwości. Zwykle stosuje się do tego prostowanie (ryc. 13).

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Rys.13. FM - modulacja częstotliwości; IF - częstotliwość pośrednia; AF - częstotliwość dźwięku.

Rysunek 14 ilustruje oryginalną metodę wykorzystującą PLL „(„metoda wykrywania homodynów”). Układ PLL generuje prostokątne impulsy o tej samej częstotliwości co częstotliwość modulowanej nośnej. Po przemnożeniu sygnału wejściowego przez sygnał wyjściowy PLL, uzyskuje się rodzaj prostowania pełnookresowego, po czym pozostaje tylko usunąć resztę częstotliwości nośnej filtrem dolnoprzepustowym, aby uzyskać modulowaną obwiednię. Jeśli używany jest detektor fazy XOR, to sygnał wyjściowy jest 90 ° na zewnątrz fazy w stosunku do sygnału odniesienia. Dlatego między PLL a mnożnikiem należy uwzględnić obwód przesunięcia fazowego z przesunięciem fazowym 90 °.

Podstawy teorii syntezatorów częstotliwości
Ris.14

Synchronizacja zegara i odzyskiwanie sygnału. W systemach transmisji sygnałów cyfrowych informacje są przesyłane szeregowo kanałem komunikacyjnym. Informacja ta może mieć charakter cyfrowy lub być cyfrowym odpowiednikiem informacji analogowej, jak ma to miejsce w przypadku modulacji kodu impulsowego (PCM).Podobna sytuacja ma miejsce podczas dekodowania informacji cyfrowej z taśmy magnetycznej lub dysku.W obu przypadkach zakłócenia lub zmiany pojawia się częstotliwość impulsów (np. z powodu ściągania taśmy) i wymagane jest uzyskanie niezniekształconego sygnału zegarowego o takiej samej częstotliwości, jak częstotliwość napływających informacji. na przykład pomogłaby jedynie wyeliminować szum i przechwytywanie, ale nie byłaby w stanie śledzić powolnych zmian prędkości taśmy.

literatura:

  1. P. Horowitz, W. Hill. Sztuka obwodów. Tłumaczenie z języka angielskiego pod redakcją MV Galperina

Autorzy: Paul Horowitz, Uniwersytet Harvarda, Winfield Hill. Publikacja: N. Bolszakow, rf.atnn.ru

Zobacz inne artykuły Sekcja Syntezatory częstotliwości.

Czytaj i pisz przydatne komentarze do tego artykułu.

<< Wstecz

Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:

Poprawa wydajności ogniw słonecznych z kropką kwantową PbS 14.06.2024

Najnowsze badania nad technologią słoneczną stanowią znaczący przełom w poprawie wydajności ogniw słonecznych z kropką kwantową PbS. Metoda ta, oparta na wykorzystaniu światła pulsacyjnego, stwarza szansę na uproszczenie produkcji i poszerzenie zastosowań tych ogniw. Zespół badawczy z Instytutu Nauki i Technologii Daegu Gyeongbuk opracował innowacyjną metodę wykorzystującą światło pulsacyjne do poprawy przewodności elektrycznej ogniw słonecznych PbS. Metoda ta może znacznie skrócić czas przetwarzania wymagany do osiągnięcia podobnych wyników. Ogniwa słoneczne z kropkami kwantowymi PbS mają znaczny potencjał w technologii słonecznej ze względu na ich właściwości fotowoltaiczne. Jednak powstawanie defektów na ich powierzchni może obniżyć ich wydajność. Nowa metoda pomaga zapobiegać powstawaniu defektów i poprawiać przewodność elektryczną. Aby zakończyć proces, użyj silnego światła ... >>

Powerbank magnetyczny 5000mAh 14.06.2024

Huawei wprowadza na rynek wygodną i wielofunkcyjną ładowarkę - Huawei SuperCharge All-in-One Magnetic Power Bank. Ta magnetyczna bateria pozwala szybko i wygodnie naładować telefon Huawei w dowolnym miejscu i czasie. Dzięki grubości zaledwie 11,26 mm i wadze 141 gramów ten przenośny power bank z łatwością mieści się w kieszeni lub torbie, dzięki czemu idealnie nadaje się do podróży i codziennego użytku. Pomimo niewielkich rozmiarów, bateria ta zapewnia wystarczającą moc, aby naładować telefon w podróży. Nowy produkt obsługuje ładowanie przewodowe o mocy 25 W oraz ładowanie bezprzewodowe do 15 W (a po podłączeniu do adaptera do 30 W), zapewniając szybkie ładowanie zarówno samego powerbanku, jak i innych urządzeń. Bateria jest kompatybilna z różnymi protokołami szybkiego ładowania, takimi jak SCP, UFCS i PD, dzięki czemu idealnie nadaje się do szerokiej gamy urządzeń. Power bank jest także kompatybilny z telefonami Huawei obsługującymi ładowanie bezprzewodowe. ... >>

Zmiany w mózgu ojca po urodzeniu dziecka 13.06.2024

Niedawne badanie przeprowadzone przez naukowców z Instytutu Nauk Fizycznych Hefei Chińskiej Akademii Nauk wykazało interesujące zmiany w mózgach mężczyzn po zostaniu ojcami. Zmiany te wiązały się z zaangażowaniem w opiekę nad dziećmi, problemami ze snem i objawami zdrowia psychicznego. Naukowcy odkryli, że mężczyźni, którzy zostali ojcami, po porodzie doświadczyli utraty objętości mózgu. Ta utrata objętości była związana z większym zaangażowaniem w rodzicielstwo, problemami ze snem i objawami zdrowia psychicznego. Naukowcy odkryli znaczące zmiany w mózgach mężczyzn pomiędzy okresem prenatalnym i poporodowym. W szczególności nastąpiła utrata objętości istoty szarej, szczególnie w częściach mózgu odpowiedzialnych za wyższe funkcje, takie jak język, pamięć, rozwiązywanie problemów i podejmowanie decyzji. Mężczyźni, którzy poświęcali więcej uwagi swoim dzieciom i spędzali z nimi więcej czasu, tracili więcej istoty szarej w mózgach. Odbiło się to również na ich zdrowiu psychicznym ... >>

Przypadkowe wiadomości z Archiwum

Aktywny adapter Century CCA-DPHD4K6 25.08.2016

Niewątpliwą zaletą konsol do gier jest możliwość podłączenia ich do dużych paneli telewizyjnych, co pozwala zanurzyć się w atmosferze gry. Ale ciężko jest używać telewizorów jako monitorów - nie ma tak wielu kart graficznych z pełną obsługą HDMI 2.0, ale często mają one złącze DisplayPort, które stało się już de facto standardem dla nowoczesnych monitorów komputerowych.

Aktywny konwerter Century CCA-DPHD4K6 umożliwia podłączenie komputera PC wyposażonego w wyjście DisplayPort do dowolnego nowoczesnego telewizora wyposażonego w wejście HDMI 2.0. To małe pudełko z krótkim kablem DP jest zgodne z DisplayPort 1.2 i może wyprowadzać do 3840 x 2160 przy 60 Hz w trybie HDMI, co oznacza obsługę przynajmniej wersji 2.0, ponieważ HDMI 1.4 jest ograniczone do 4096 x 2160 przy 30 Hz.

Innymi słowy, oświadczenie producenta o obsłudze HDMI 1.4 nie może być prawdziwe, jeśli urządzenie naprawdę potrafi działać we wspomnianym trybie. Wymiary adaptera to tylko 44,7 x 44,7 x 15,1 mm, waży tylko 34 gramy i nie wymaga dodatkowego zasilania. Kabel DisplayPort ma długość 15 centymetrów, ale można użyć pasywnych lub aktywnych przedłużaczy HDMI, w zależności od wymaganej długości. Przetwornica nie wymaga zewnętrznego zasilania, cena nowości to 43 USD.

Inne ciekawe wiadomości:

▪ Klawiatura mechaniczna K70 RGB Pro

▪ Mars jest trujący dla bakterii

▪ Druk 3D w domu

▪ Radar widzi przez ściany

▪ Tryb dziecka do szybkiego dostosowania osoby dorosłej

Wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika

 

Ciekawe materiały z bezpłatnej biblioteki technicznej:

▪ sekcja serwisu Mikrokontrolery. Wybór artykułów

▪ artykuł Kapitalistyczni ministrowie. Popularne wyrażenie

▪ artykuł Który ptak jest rekordzistą głębokości nurkowania? Szczegółowa odpowiedź

▪ artykuł Biała porzeczka. Legendy, uprawa, metody aplikacji

▪ artykuł Błyskawica z baterii. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

▪ artykuł Blask ciał stałych. Doświadczenie chemiczne

Zostaw swój komentarz do tego artykułu:

Imię i nazwisko:


Email opcjonalny):


komentarz:




Komentarze do artykułu:

Karen
[w górę] klasa [!]


Wszystkie języki tej strony

Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn

www.diagram.com.ua

www.diagram.com.ua
2000-2024