|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Zastosowanie ADC KR572PV5. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Projektant radioamatorów W ciągu ostatnich 10 lat w literaturze radioamatorskiej opublikowano opisy kilku cyfrowych przyrządów pomiarowych opartych na przetworniku analogowo-cyfrowym KR572PV5. W tym artykule przedstawimy Ci, jak działa ten ADC: z jego urządzeniem i zachodzącymi w nim procesami. Czytelników z pewnością zainteresują informacje o niestandardowych opcjach włączania konwertera i niektórych cechach jego zastosowania. Zadaniem przetwornika ADC KR572PV5 jest konwersja napięcia sygnału analogowego na postać cyfrową w celu późniejszego wyświetlenia poziomu sygnału na wskaźniku cyfrowym. Urządzenie przeznaczone jest do współpracy z czterocyfrowym ciekłokrystalicznym wskaźnikiem cyfrowym. Układ KR572PV5 jest produkowany w technologii CMOS. Przetwornik (rys. 1) składa się z części analogowej i cyfrowej. Analogowy zawiera przełączniki elektroniczne S1-S11, buforowy wzmacniacz operacyjny DA1 pracujący w trybie repeatera, integrator na wzmacniaczu operacyjnym DA2 i komparator DA3. Część cyfrowa obejmuje generator G1, układ logiczny DD1, licznik impulsów DD2, rejestr pamięci z dekoderem wyjściowym DD3.
Przetwornica wykorzystuje zasadę podwójnej całkowania, zgodnie z którą najpierw rozładowany kondensator całkujący Sint jest ładowany przez określony czas prądem proporcjonalnym do mierzonego napięcia, a następnie jest rozładowywany określonym prądem do zera. Czas rozładowywania się kondensatora będzie proporcjonalny do mierzonego napięcia. Czas ten jest mierzony licznikiem impulsów; z jego wyjścia sygnały są wysyłane do wskaźnika. Zmierzone napięcie Uin podawane jest na wejście przetwornika (piny 30 i 31) oraz na pin. 36 i 35 - przykładowy cykl Uobr-Measurement (rys. 2) składa się z trzech etapów - integracji sygnału, czyli ładowania kondensatora całkującego (CIC), rozładowania kondensatora całkującego (RIC) oraz automatycznej korekcji zera (ACC). Każdemu stopniowi odpowiada określone przełączenie elementów przekształtnika, realizowane za pomocą przełączników S1 - S11 na tranzystorach struktury MOS. Na schemacie Rys. 1 napisy na wyłącznikach wskazują etap, w którym „styki” są zwarte. Czas trwania etapu, precyzyjnie ustawiony przez licznik DD2, jest proporcjonalny do okresu częstotliwości taktowania fT.
Podczas etapu ZIK, trwającego 4000 okresów częstotliwości taktowania, sygnał wejściowy poprzez przełączniki S1, S2 oraz wzmacniacz buforowy DA1 podawany jest na wejście integratora DA2. Powoduje to akumulację ładunku na kondensatorze Sint, proporcjonalną i odpowiadającą znakowi przyłożonemu napięciu wejściowemu. Napięcie na wyjściu integratora DA2 zmienia się ze stałą szybkością proporcjonalną do sygnału wejściowego. Załóżmy, że na początku etapu ZIK ładunek na kondensatorach Sint i Sakn oraz zerowe napięcie polaryzacji wzmacniacza operacyjnego DA1 - DA3 są równe zeru (Sakn jest kondensatorem magazynującym jednostki automatycznej korekcji zera). Ponieważ prąd wejściowy integratora DA2 jest mały, nie ma zmiany napięcia na kondensatorze Sakn i właściwie nie wpływa to na proces całkowania. Kondensator Sobr pozostaje z poprzedniego cyklu ładowany ze źródła napięcia odniesienia do Uobr. Czułość komparatora DA3 jest taka, że prawidłowo określa polaryzację sygnału wejściowego, nawet jeśli sygnał jest znacznie mniejszy niż jedno zliczenie. Gdy konwerter pracuje na stopniu RIC, sygnał wejściowy do integratora DA2 nie jest odbierany. Przełączniki S7, S8 lub S6, S9 są połączone z jego wejściem przez kondensator Sobr ładowany do napięcia odniesienia i w takiej polaryzacji (jest to powód wyboru jednej lub drugiej pary przełączników), przy której kondensator Sint jest rozładowany.
Rozładowanie trwa do momentu całkowitego rozładowania kondensatora Sint, tj. Napięcie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego DA2 spada do zera. W tym momencie komparator DA3 połączony równolegle z kondensatorem Sint zostaje wyzwolony i kończy etap RIC. Ładunek kondensatorów Sobr i Sakn praktycznie się nie zmienia. Czas rozładowania kondensatora Sint, wyrażony liczbą okresów impulsów zegarowych, jest wynikiem pomiaru zapisanego w liczniku DD2. Stan licznika jest przepisywany do rejestru DD3, a następnie po zdekodowaniu na siedmioelementowy kod wysyłane są sygnały do wskaźnika. Gdy znak napięcia Uin jest przeciwny do wskazanego na rys. 1, element d1 wskaźnika HG1 wskazuje znak minus. W przypadku przeciążenia na wyświetlaczu pozostaje tylko cyfra 1 na najbardziej znaczącej cyfrze i znak minus (dla napięcia ujemnego). Etap AKN rozpoczyna się od zakończenia licznika DD2, kiedy układ logiczny DD1 „zamyka styki” przełącza S3, S4 i S11. Powstały system śledzenia zapewnia ładowanie kondensatorów Sint i Sakn do napięcia, które kompensuje „zerowe” przesunięcie wzmacniaczy operacyjnych DA1-DA3. Pozostaje bez zmian przez kolejne dwa etapy ZIK i RIK. W efekcie błąd zredukowany do wejścia ze względu na przesunięcie „zerowe” i jego dryft temperaturowy nie przekracza 10 μV. Pracą wszystkich węzłów konwertera steruje wbudowany generator zegara. Częstotliwość powtarzania jego impulsów jest określona przez element zewnętrzny Rr i Cr. Aby stłumić zakłócenia sieci o wartościach częstotliwości będących wielokrotnością 50 Hz, należy tak dobrać częstotliwość taktowania, aby podczas całkowania równa 4000 okresów generatora zegara Tt zmieściła się liczba całkowita Nc okresów napięcia sieci (czas trwania okres zasilania wynosi 20 ms). Zatem 4000TT = 20 Nc ms, gdzie Nc = 1, 2, 3 itd. Stąd fT = 1/Tt = 200/Nc kHz, tj. 200, 100, 67, 50, 40 kHz; mniejsze wartości zwykle nie są używane. Wartości znamionowe obwodów ustawiania częstotliwości generatora zegara są obliczane według wzoru Cr = 0,45 / ft · Rg. Aby zwiększyć stabilność częstotliwości między zaciskami 39 i 40, można zastosować rezonator kwarcowy (w tym przypadku elementy Rr i Cr nie są potrzebne). Gdy przetwornica pracuje z zewnętrznego generatora, na pin podawane są impulsy zegarowe. 40; szpilka. 38 i 39 są wolne. Granice napięcia wejściowego urządzenia zależą od napięcia odniesienia Uobr i są określone zależnością UBX max = ±1.999 Uobr. Aktualne odczyty wskaźnika należy wyrazić liczbą równą 1000 UBX/Urev, jednak w praktyce są one niższe o 0,1...0,2%. Okres pomiaru przy częstotliwości zegara 50 kHz wynosi 320 ms. Innymi słowy, urządzenie wykonuje 3 pomiary na sekundę. Typowy schemat włączania konwertera, jego połączenie ze wskaźnikiem ciekłokrystalicznym oraz czterema elementami EXCLUSIVE OR niezbędnymi do sterowania punktami dziesiętnymi wskaźnika pokazano na rys. 3. Przetwornica przeznaczona jest do zasilania unipolarnego o stabilnym napięciu z zakresu od 7 do 10 V. Przewód dodatni zasilacza podłączony jest do kołka. 1, a ujemny - do szpilki. 26. Przy napięciu zasilania 9 V ± 1% i temperaturze otoczenia 25 ± 5°C maksymalny pobór prądu nie przekracza 1,8 mA, natomiast błąd przeliczenia wynosi nie więcej niż jedna najmniej znacząca cyfra. Rezystancja wejściowa jest określana tylko przez upływ i znacznie przekracza 100 MΩ. Przetwornica wyposażona jest w dwa wbudowane zasilacze, jeden o napięciu 2,9 ± 0,5 V, a drugi o napięciu około 5 V. Plus pierwszego podłączony jest do pinu. 1 i minus - z pinem. 32 (wyjście to traktowane jest jako przewód wspólny części analogowej przetwornika). Drugie źródło ma plus na tym samym pinie. 1 i minus - na szpilce. 37. Pierwsze (trzywoltowe) źródło służy do generowania napięcia odniesienia za pomocą dzielnika rezystancyjnego. Zmiana napięcia wyjściowego tego źródła, gdy napięcie zasilania mikroukładu waha się w granicach 7,5 ... 10 V, nie przekracza 0,05%; napięciowy współczynnik temperaturowy jest dodatni i nie przekracza 0,01%/°C. Takie parametry przetwornika zapewniają bardzo dużą dokładność zbudowanego na jego bazie multimetru podczas pracy w warunkach laboratoryjnych (przy wahaniach temperatury powietrza w granicach 15...25°C) i całkiem akceptowalną dla wielu pomiarów w szerszym zakresie temperatur . Jednocześnie impedancja wyjściowa źródła jest dość duża - przy prądzie obciążenia 1 mA napięcie na jego wyjściu spada o około 5%, przy 3 mA - o 12%. Dlatego wskazana stabilność napięcia jest realizowana tylko przy stałym obciążeniu. Jeśli obciążenie jest podłączone do styku. 26 i 32 prąd obciążenia nie może przekroczyć 10µA. Ta właściwość źródła pozwala na zorganizowanie bipolarnego zasilania przetwornicy [1], w którym wspólny przewód dwóch ramion zasilacza będzie musiał być podłączony do pinu. 32, przewód ujemnego ramienia - do sworznia. 26, dodatni - do szpilki. 1; ograniczenia napięcia zasilania - 2x (3,5 ... 5) V. Drugie (pięciowoltowe) źródło jest przeznaczone do zasilania obwodów sterujących wyświetlacza ciekłokrystalicznego. Pozytywnym wynikiem tego źródła jest vyv. 1, negatyw - pin. 37. Stabilność napięcia źródła jest gorsza niż źródła trzywoltowego około 10 razy. Nośność jest również niska - przy prądzie obciążenia 1 mA napięcie wyjściowe spada o 0,8 V, dzięki czemu można je wykorzystać prawie wyłącznie do zasilania mikroukładu sterującego wyświetlaczem LCD. Na wyjściu F przetwornik generuje ciąg prostokątnych impulsów typu „meander” o częstotliwości 800 razy niższej od częstotliwości taktowania (62,5 Hz przy fT = 50 kHz). Na wyjściach podłączonych do elementów cyfr wskaźnika napięcie ma taką samą amplitudę, kształt i częstotliwość, ale jest zgodne w fazie z napięciem na wyjściu F dla elementów niewidocznych i przesunięte w fazie dla elementów widocznych. Niski poziom tych impulsów odpowiada -5 V (pin 37), a wysoki poziom odpowiada zero (pin 1). Aby dostroić generator zegara, wygodnie jest, gdy częstotliwość impulsów na wyjściu F jest równa częstotliwości sieci. Oscyloskop, na ekranie którego są obserwowane, jest zsynchronizowany z siecią, a generator zegara jest dostrojony do częstotliwości (blisko 40 kHz), przy której obraz staje się praktycznie nieruchomy. Cztery dodatkowe bramki EXCLUSIVE OR (DD1 na rys. 3) są wymagane do sterowania czterema miejscami po przecinku. Powtarzają fazę „meander” dla niewskazanych przecinków i odwracają ją na ten, który powinien być widoczny. Aby wskazać konkretny przecinek, wystarczy podłączyć do pinu odpowiednie wejście sterujące przecinkiem. 1 - wspólny punkt źródeł zasilania (pozostałe wejścia są wolne). W przypadku korzystania z włączenia układu DD1 będzie to oznaczać, że do wybranego wejścia zostanie zastosowany wysoki poziom. Jak już wspomniano, ADC na chipie KR572PV5 mierzy stosunek wartości napięć na wejściach Uin i Uobr. Dlatego istnieją dwie główne opcje jego zastosowania. Wariant tradycyjny – napięcie Uobr pozostaje niezmienione, Vin waha się w granicach +2Uobr (lub od 0...2Uobr) [1-5]. Zmianę napięcia na kondensatorze Sint i na wyjściu integratora DA2 (ryc. 1) dla tego przypadku pokazano na ryc. 4a.
W drugim wariancie napięcie Uin pozostaje stałe, a Uobr się zmienia. Wariant ten został użyty w [6] i zilustrowany na ryc. 4,b Możliwy jest również wariant mieszany, gdy wraz ze zmianą wartości mierzonej zmieniają się zarówno Uin, jak i Uar (rys. 3 w [7]). Napięcie na wejściach i wyjściach OU wchodzących w skład przetwornicy nie powinno przekraczać granic liniowego trybu pracy. Zwykle wskazywane są wartości graniczne +2 V, oznaczające zmianę napięcia względem wspólnego przewodu analogowego, gdy używane jest wbudowane źródło napięcia odniesienia. Ryż. 4 pokazuje, że najwyższe napięcie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego DA2 jest określone przez maksymalne napięcie na wejściu Uin przetwornika. Znak napięcia na wyjściu integratora względem pinu. 30 jest przeciwny do znaku napięcia na pinie. 31, a wartość Uint można obliczyć ze wzoru: 1)Uint = 4000Uin/(Cint∙Rint∙fT). (1). Napięcie w tym wzorze jest wyrażone w woltach, pojemność w mikrofaradach, rezystancja w kiloomach, a częstotliwość taktowania w kilohercach. Od razu zauważamy, że aby zapewnić normalny tryb rozładowania kondensatora Sint, napięcie na nim musi być mniejsze niż napięcie między pinami. 1 i 32 z marginesem 0,2 ... 0,3 V. Dlatego nie powinno być więcej niż 2 V przy jednobiegunowym zasilaniu mikroukładu i 3 .... 4 V (w zależności od napięć zasilania) - przy dwubiegunowy. Aby zapewnić maksymalną dokładność pomiaru, pożądane jest, aby jedna z ekstremalnych wartości napięcia na kondensatorze Sint, zmieniająca się w szerokim zakresie, zbliżała się do maksimum. Decyduje to o poprawnym doborze elementów integratora Sint i Rint: Sint ∙ Rint = 4000Uin/(Uint∙ft), (2), gdzie wymiary są takie same jak w (1). Zalecane wartości rezystancji Rint=40...470 kOhm, a dla maksymalnego napięcia Uin należy wybrać Rint bliżej górnej granicy, dla minimum - dolnej. Pojemność kondensatora Sint wynosi zwykle 0,1 ... 0,22 μF. W celu poprawienia dokładności pomiaru zaleca się podłączenie jednego z wyjść źródeł napięcia mierzonego i odniesienia do wspólnego przewodu analogowego. Jednak praktyczne jest różnicowe podłączenie wejść konwertera do ich odpowiednich źródeł, gdy żaden z zacisków wejściowych nie jest podłączony do masy. W takim przypadku napięcie wspólne* na wejściu może przyjmować dowolną wartość od zera do Upit. Sygnał wyjściowy idealnego urządzenia elektronicznego jest niezależny od napięcia wspólnego na jego wejściu. Mówi się, że takie urządzenie całkowicie tłumi napięcie szumu w trybie wspólnym. W rzeczywistym urządzeniu tłumienie napięcia wspólnego nie jest całkowite, co prowadzi do różnego rodzaju błędów. Tłumienie napięcia w trybie wspólnym na wejściach konwertera KR572PV5 zgodnie z paszportem wynosi 100 dB, ale nie podano jego dopuszczalnych granic, przy których ADC nadal zachowuje określoną dokładność. W związku z tym eksperymentalnie wyznaczono granice napięcia wspólnego dla wejść Uin i Uobr. Wybrano napięcie Uobr równe 100 mV, Uin - 195 mV, częstotliwość zegara - 50 kHz, Synth - 0,22 μF, Rint - 47 kOhm. Dla takiej kombinacji parametrów napięcie Uint na wyjściu integratora DA2 i na kondensatorze Sint do końca stopnia ZIK, obliczone według wzoru (1), wynosi 1,55 V. Eksperyment polegał na tym, że za pomocą dwóch zasilaczy stabilizowanych zmieniano napięcie wspólne jednego z wejść i oceniano błąd pomiaru napięcia na podstawie wskazań tablicy wskaźników. Napięcie wspólne drugiego wejścia oraz wartości Uin i Uobr pozostały ustalone za pomocą dzielników rezystancyjnych. Następnie w ten sam sposób zbadano drugie wejście. Podczas eksperymentu okazało się, że wejściowe napięcie wspólne Uobr można zmieniać w pełnym zakresie napięcia zasilania, pod warunkiem, że Uobr < 2 V i przy zachowaniu określonej polaryzacji (rys. 3). Napięcie na każdym z zacisków wejściowych nie może przekraczać przedziału. Z wejściem Uin sytuacja jest bardziej skomplikowana. Należy tutaj rozważyć dwa przypadki. Jeżeli sygnał wejściowy ma biegunowość odpowiadającą rys. 1 i 3 napięcie na pinie. 31 powinno być mniejsze (ujemne) niż pin 1, nie mniej niż 0,6 V. Jest to określone przez zakres liniowej pracy wzmacniacza operacyjnego DA1 jako wtórnika. Pod koniec etapu ZIK napięcie na wyjściu integratora DA2 (pin 27) staje się Uint mniejsze niż pin. 30. Stosunek poziomów napięć na zaciskach ilustruje wykres na ryc. 5a - gruba kreska w prawej dolnej części.
Wraz ze zbliżaniem się napięcia wejściowego w trybie wspólnym Uin do dolnej granicy przedziału Upit zaczyna wpływać na nieliniowość działania wzmacniacza operacyjnego DA2. W przypadku wzmacniacza operacyjnego opartego na tranzystorach CMOS liniowy zakres pracy wzmacniacza operacyjnego jest zbliżony do pełnego napięcia zasilania, a więc napięcia na pinie. 30 powinno pozostać większe niż na kołku. 26, do wartości Uint plus mały margines (około 0,2 V) – druga gruba linia w lewej dolnej części rys. 5, A. Przy przeciwnej polaryzacji sygnału wejściowego napięcie na wyjściu integratora jest o Uint wyższe niż na pinie. 30 (rys. 5,b), więc to on określa dopuszczalne napięcie na pinie. 30 w pobliżu górnej granicy napięcia na pinie. 1. Eksperymentalnie ustalono, że margines również nie powinien być mniejszy niż 0,2 V, dlatego dla Uint \u1,55d \u1d 30 V różnica Uvyv.1,75 - Uvyv.XNUMX musi przekraczać XNUMX V. Wraz ze zbliżaniem się napięcia wejściowego w trybie wspólnym Uin do napięcia na pinie. 26 ponownie główną rolę zaczyna odgrywać dopuszczalny zakres liniowej pracy OS DA1. Minimalna dopuszczalna różnica Uvyv.31 - Uvyv.26 - około 1 V (ryc. 5,6). Zatem grube linie pokazują skrajne położenia sumy Uint + Uin na osi współrzędnych napięcia zarówno dla jednej, jak i drugiej biegunowości Uin. Z uzyskanych wyników wynika, że w celu pomiaru napięcia sygnału, którego składowa wspólna jest jak najbardziej zbliżona do napięcia na bolcu. 1, źródło sygnału należy podłączyć w biegunowości pokazanej na rys. 1 i 3. Jeśli składowa w trybie wspólnym jest zbliżona do napięcia na bolcu. 26 należy odwrócić polaryzację połączenia. Przy zmiennej polaryzacji mierzonego napięcia, w celu uzyskania jak najszerszych granic dopuszczalnego napięcia wspólnego, możliwe jest obniżenie napięcia Uint na wyjściu integratora np. do 0,5 V poprzez zwiększenie pojemności kondensatora Sint lub rezystancji rezystora Rint zgodnie ze wzorem (2). Gdy napięcie na wejściu Uin podczas działania przetwornika ADC nie zmienia biegunowości, można zrezygnować z kondensatora Collect, ale przykładowe napięcie będzie musiało zostać przyłożone do styku. 32 i jeden z pinów do podłączenia tego kondensatora. Przykładowe napięcie można przyłożyć jako plus do pinu. 33 i minus - do szpilki. 32, ale wówczas należy odwrócić biegunowość napięcia wejściowego. Wskaźnik „podświetli” znak minus (jeśli oczywiście ten element wskaźnika jest podłączony). W przypadkach, gdy niepożądana jest zmiana biegunowości podłączenia napięcia Uin, możliwe jest podanie na wyjściu napięcia Uobr w inny sposób - plus. 32, minus - do szpilki. 34. Na wyświetlaczu nie będzie znaku minus, ale wbudowane trzywoltowe źródło będzie nieodpowiednie do wytworzenia przykładowego napięcia. Aby ograniczyć wpływ zamontowania pojemności pasożytniczej na dokładność pomiaru, zwłaszcza przy dużych wartościach napięcia wspólnego, zaleca się wykonanie przewodu oczkowego na płytce drukowanej, zakrywającego miejsce montażu elementów Sint. Rint i Sakn. Ten przewodnik jest podłączony do kołka. 27 żetonów. W przypadku stosowania płytki drukowanej dwustronnej, na odwrotnej stronie, naprzeciw przewodu pierścieniowego, należy pozostawić foliową podkładkę ekranującą podłączoną do tego samego pinu. 27. Łańcuch R7C6 na ryc. 3 służy do ochrony wyjścia + Uin przed elektrycznością statyczną w przypadkach, gdy można je podłączyć do dowolnych elementów poza obudową przyrządu pomiarowego, a wyjścia -Uin - do wspólnego przewodu. Jeżeli istnieje możliwość podłączenia innych wejść ADC do obwodów zewnętrznych, to są one również zabezpieczone podobnymi obwodami (jak to jest zrobione np. w multimetrze [3] dla wejścia Uin). Rezystancja rezystorów ochronnych wejścia Uobr musi zostać zmniejszona do 51 kOhm, w przeciwnym razie czas ustalania odczytów przyrządu będzie zbyt długi. O pojemności kondensatorów Sobr i Saqn. W różnej literaturze zalecane są następujące wartości: dla maksymalnego napięcia wejściowego 200 mV Collect = 1 μF, Sacn = 0,47 μF; to samo dla Uin \u2d 0,1V - 0,047 i 35 uF. Jeżeli podczas pracy napięcie Uobr (doprowadzone do pinów 36 i 2,6,7) nie zmienia się, to w celu zwiększenia dokładności przetwornika ADC można kilkakrotnie zwiększyć pojemność Collect w stosunku do podanych wartości, a jeśli może się zmieniać (jak np. , w [XNUMX, XNUMX]), niepożądane jest zauważalne zwiększenie pojemności, ponieważ wydłuży to czas ustawiania odczytów. Pojemność kondensatora Sakn znacząco wpływa na czas ustalania odczytów po przeciążeniu wejścia przetwornika. Dlatego we wszystkich wymienionych urządzeniach (z wyjątkiem termometrów [4, 5], gdzie przeciążenie jest praktycznie niemożliwe) pożądane jest przestrzeganie zalecanych powyżej wartości pojemności. Kondensator integratora Sint musi być z dielektrykiem o niskiej absorpcji, na przykład K71-5, K72-9, K73-16, K73-17. Aby skrócić czas ustalania odczytów w przypadkach, gdy napięcie na kondensatorach Sobr i Sakn może się zmieniać, pożądane jest użycie dla nich tych samych kondensatorów. Jeśli napięcie na nich się nie zmienia, dopuszczalne jest stosowanie kondensatorów ceramicznych, na przykład KM-6. Ponieważ zasada podwójnej integracji jest z natury niewrażliwa na zmiany częstotliwości zegara lub szybkości całkowania (w rozsądnych granicach), nie ma specjalnych wymagań dotyczących stabilności rezystora Rint i elementów nastawczych generatora ADC. Rezystory dzielnika określającego napięcie Uobr muszą oczywiście być stabilne. Chciałbym teraz krótko skomentować i wyjaśnić wybór niektórych elementów opublikowanych w czasopiśmie cyfrowych przyrządów pomiarowych na ADC KR572PV5, opublikowanym w czasopiśmie „Radio”. Multimetr [2]. Pojemność kondensatora całkującego C3 (rys. 1) lub rezystancję rezystora całkującego R35 można podwoić, co wyeliminuje konieczność doboru rezystora R35. Umożliwi to również jednokrotne ustawienie częstotliwości zegara (50 kHz) podczas konfiguracji, jednocześnie monitorując częstotliwość sygnału na wyjściu F (62,5 Hz). Kondensator magazynujący C2 (Collect) może być używany ceramiczny KM-6. Wszystkie powyższe dotyczą multimetru [3]. Miernik pojemności [7]. Lepiej jest zmniejszyć pojemność kondensatora integratora C11 (ryc. 1) do 0,1 μF, a C14 (Sakn) - zwiększyć do 0,22 μF. Aby skrócić czas ustalania odczytów, wskazane jest wybranie kondensatorów C10 (Col) i C14 o dobrym dielektryku. Ponieważ znak napięcia na wejściu Uin ADC nie zmienia się, kondensator C10 można wykluczyć. Aby to zrobić, górny zacisk kondensatora C9 zgodnie ze schematem należy przełączyć na kołek. 33 mikroukłady DD5 (nie można odłączyć od pinu 36) i zmienić przewody na pin. 30 i 31. Miernik RCL [1]. Pożądane jest zwiększenie pojemności kondensatora magazynującego C19 (ryc. 2) do 1 μF, ale można to wykluczyć, podłączając dolne wyjście rezystora R21 zgodnie z obwodem i pinem. 35 mikroukładów DD10 z pinem. 32, silnik trymera - ze sworzniem. 33 i zmieniając przewody między sobą, do szpilki. 30 i 31; rezystor R22 jest również wykluczony. I na zakończenie kilka słów o możliwości łączenia struktur. Pokusa takiej kombinacji polega na tym, że nie trzeba kupować drogiego mikroukładu i wskaźnika dla każdego urządzenia, aby złożyć dość pracochłonny zespół. Od razu zauważamy, że wszystkie mierniki, z wyjątkiem [1, 3], są niewrażliwe na częstotliwość zegara, jeśli oczywiście jest ona wybrana z zalecanej serii z odpowiednim przeliczeniem ocen elementów. Aby przełączyć się z częstotliwości 50 na 40 kHz, wystarczy zwiększyć rezystancję rezystora całkującego Rint o 20%, dla częstotliwości 100 kHz dwukrotnie zmniejszyć pojemność kondensatorów Sint, Sobr, Cakn. Zachowując parametry znamionowe elementów miernika RCL [1] oraz częstotliwość jego generatora zegarowego 40 kHz, można z nim łączyć dowolne inne urządzenie, z wyjątkiem miernika pojemności [7]. I odwrotnie, z miernikiem [7] z powyższym wyjaśnieniem dla Sint i Sakn i częstotliwością zegara 100 kHz dopuszczalne jest łączenie dowolnego innego projektu, z wyjątkiem [1]. W przypadku braku ADC KR572PV5 lub wskaźnika ciekłokrystalicznego IZhTs5-4/8 opisane tutaj mierniki można zamontować na cyfrowych wskaźnikach KR572PV2 i LED ze wspólną anodą, tak jak to zrobiono na przykład w [8,9]. Wszystkie zalecenia artykułu, który właśnie czytasz, dotyczą również urządzeń opartych na KR572PV2 ADC. Należy zauważyć, że multimetr [8, 9] wykorzystuje symetryczne zasilanie przetwornika, więc wybór wartości Sint = 0,1 μF jest jak najbardziej uzasadniony. W urządzeniach opartych na przetworniku ADC KR572PV2 do zasilania wskaźników LED należy zastosować oddzielne źródło 4...5 V dla prądu około 100 mA. Jego ujemny zacisk jest podłączony do bolca. 21 mikroukładów (wspólny przewód cyfrowy), które nie muszą być podłączone do wspólnego przewodu analogowego. Należy pamiętać, że przy korzystaniu ze wskaźników LED ich całkowity prąd płynący przez wewnętrzne obwody konwertera zależy od wyświetlanej liczby. Dlatego podczas procesu pomiarowego zmienia się temperatura kryształu mikroukładu, co znacznie zmienia napięcie źródła trzywoltowego i zmniejsza dokładność odczytów. Dlatego w multimetrze zastosowano osobne przykładowe źródło [8, 9]. Możliwość podłączenia próżniowych wskaźników luminescencyjnych do ADC KR572PV2A została opisana w [4]. literatura
Autor: S. Biryukov, Moskwa
Nowy sposób kontrolowania i manipulowania sygnałami optycznymi
05.05.2024 Klawiatura Primium Seneca
05.05.2024 Otwarto najwyższe obserwatorium astronomiczne na świecie
04.05.2024
▪ Proces Bizen jest lepszy niż CMOS ▪ Inteligentne trampki Nike są kontrolowane z Twojego smartfona ▪ Serwer muzyczny na procesorze ARM ▪ Telefon komórkowy niebezpieczny dla pieszych
▪ sekcja serwisu Regulatory prądu, napięcia, mocy. Wybór artykułów ▪ artykuł Konfigurowanie akustyki w samochodzie za pomocą nagrań monofonicznych. Sztuka dźwięku ▪ artykuł Co sprawia, że czujemy się głodni? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł Pożar. Wskazówki turystyczne ▪ artykuł Wskaźnik poziomu wody w pokoju. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki ▪ artykuł Wymienne pudełko na karty. Sekret ostrości
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony