|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Przetwornica polaryzacji napięcia na przełączanych kondensatorach. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Projektant radioamatorów W artykule rozważono warianty obwodów przetwornika polaryzacji napięcia na kondensatorach przełączanych z zastosowaniem dwóch przełączników zamiast czterech. W "Radio" ukazał się artykuł [1], w którym szczegółowo opisano zasady działania tych przetworników, zbudowanych na czterech przełącznikach analogowych. Poniżej przedstawiono możliwości zaimplementowania takich konwerterów na dwóch przełącznikach.
Zasada działania konwertera na dwóch przełącznikach elektronicznych jest wyjaśniona na schemacie na ryc. 1. Przełączniki S1 i S2 są sterowane dwoma sygnałami przeciwfazowymi. Gdy „styki” przełącznika S1 są zamknięte (a S2 są otwarte), kondensator C1 jest ładowany ze źródła zasilania przez diodę VD2 prawie do poziomu Upit (zaniedbamy spadek napięcia Upr.d na otwartej diodzie VD2 ). Następnie, gdy „styki” przełącznika S1 otwierają się, a S2 zamykają, kondensator C1 jest podłączony do kondensatora C2 przez diodę VD1. W rezultacie jest rozładowywany do kondensatora C2. Napięcie na kondensatorze C2 wzrośnie do
i po kilku przełączeniach osiągnie stałą wartość |-UBblx| ≈ Upit-2Upr.d, jeśli zaniedbamy wartość rezystancji rn szeregowego obwodu rozładowania. Zatem napięcie wyjściowe ujemnej strony konwertera będzie zawsze mniejsze niż dodatnie. Praktyczny obwód przełącznika pokazano na ryc. 2. Konwerter jest montowany na dwóch przełącznikach analogowych DA1.1, DA1.2. Sygnały sterujące przeciwnej fazy są podawane na wejścia przełączników DE. Gdy przełącznik DA1.1 jest zamknięty, kondensator C1 jest ładowany przez diodę VD1, która następnie po otwarciu przełącznika DA1.1 i zamknięciu DA1.2 jest rozładowywana przez diodę VD2 do kondensatora C2 itp. Obciążenie Charakterystyka przetwornika w takich samych warunkach jest prawie taka sama jak prototypu. Należy zauważyć, że aby zapewnić sztywną charakterystykę obciążenia, należy w określony sposób dobrać pojemność kondensatorów C1 i C2. Faktem jest, że ujemne ramię obciążenia jest zasilane prądem rozładowania kondensatora C2. W stanie ustalonym, w fazach, gdy przełącznik DA1.2 jest rozwarty i brak jest zasilania kondensatora C2, spadek napięcia -Uout nie powinien przekraczać dopuszczalnej amplitudy zmiennej składowej napięcia (tętnienia ΔU) obciążenie, zwykle nie więcej niż 1 ... 2% Uout). Dlatego przy współczynniku wypełnienia sygnałów sterujących równym 2 i częstotliwości przełączania f wartość pojemności kondensatora C2 musi spełniać warunek
Wartość pojemności kondensatora C1 powinna być taka, aby na etapie stanu zamkniętego przełącznika DA1.2 nie tylko dostarczać wymaganego prądu obciążenia przy jednoczesnym wzroście napięcia |-Uout| o ΔU utracone w poprzednim etapie, ale także w celu skompensowania strat napięcia na otwartych złączach p-n diod VD1 i VD2 oraz rezystancji czynnej rn obwodu ładowania kondensatora szeregowego C2. Oczywiście pojemność kondensatora C1 musi być większa niż pojemność kondensatora C2. Ponieważ względna proporcja strat na diodach VD1, VD2 i rezystancji szeregowej rn jest tym większa, im niższe jest napięcie wyjściowe lub zasilające, w praktyce pożądane jest wybranie pojemności kondensatora C1 co najmniej 2 i 1,3 razy większej od pojemności kondensatora C2 przy napięciu Upit równym odpowiednio 5 i 15 V. Do przetwornicy najlepiej nadają się niskonapięciowe diody Schottky'ego małej mocy, zwłaszcza przy niskich wartościach Uout. Dotyczy to również innych rodzajów przetworników omówionych poniżej. Należy również wziąć pod uwagę, że przy Upit > 5...6 V istnieje niebezpieczeństwo przeciążenia prądowego wyłączników już na samym początku procesu rozruchu. W celu złagodzenia przeciążeń należy szeregowo z kondensatorem C1 połączyć dodatkowy rezystor ograniczający prąd R1 (pokazany na rys. 2 linią przerywaną). Na przykład, gdy Upit = 15 V, dopuszczalny prąd płynący przez przełącznik wynosi 20 mA, a rezystancja zamkniętego przełącznika wynosi 100 Ohm, wartość rezystora R1 mieści się w zakresie 300 ... 400 Ohm. W takim przypadku pojemność kondensatora C1 należy zwiększyć do wartości 1,5C2. Możliwości prądowe przekształtnika można znacznie poprawić, jeżeli jako przełączniki S1 i S2 zostaną użyte dwa komplementarne tranzystory wchodzące w skład stopnia przeciwsobnego (rys. 3). Tutaj wartość rn jest bardzo mała i straty na niej można pominąć, a dopuszczalny prąd tranzystorów jest znacznie większy niż przełączników analogowych. Tranzystory tej przetwornicy sterowane są jednym wspólnym sygnałem w przeciwfazie. Jeśli generator tego sygnału jest montowany na mikroukładach TTL lub CMOS, możliwości prądowe tranzystora VT1 nie mogą być w pełni wykorzystane ze względu na fakt, że dopuszczalny prąd wyjściowy wysokiego poziomu tych mikroukładów (wypływ) z reguły jest znacznie mniejszy niż prąd niskiego poziomu (napływający). Jednak taką wadę można łatwo wyeliminować stosując oba tranzystory o budowie pn-p i zasilając ich obwód bazowy dwoma sekwencjami impulsów sterujących przesuniętymi w fazie o 180 stopni. W takim przypadku wymagane będą dwa podstawowe rezystory ograniczające prąd o tej samej rezystancji. Wartość tych oporników wyznaczana jest z uwzględnieniem napięcia Upit, maksymalnego dopuszczalnego prądu kolektora (Ikmax) oraz statycznego współczynnika przenoszenia prądu podstawy h21e.Ponadto dla obwodu z rys. 3 należy dodatkowo uwzględnić wartość dopuszczalnego prądu wypływającego z generatora sygnału sterującego. Właściwa wartość rezystorów bazowych eliminuje możliwość przeciążenia prądowego tranzystorów (zwłaszcza podczas rozruchu), jak również generatora sygnału sterującego (we wszystkich trybach). Jest to zaleta przetwornic tranzystorowych w porównaniu z montowanymi na przełącznikach analogowych (patrz rys. 2), gdzie zabezpieczenie nadprądowe uzyskuje się poprzez pogorszenie charakterystyki obciążenia poprzez wprowadzenie rezystora ograniczającego prąd R1. Teraz, gdy prąd płynący przez oba tranzystory p-n-p jest ograniczony, przy określaniu maksymalnego dopuszczalnego prądu obciążenia lH max możliwe jest działanie z maksymalnym prądem przez te tranzystory:
Dodatkowo, dzięki możliwości przełączania tranzystorów do pracy w trybie nasycenia, możliwe jest pominięcie strat obwodu rozładowania i wyrażenie napięcia wyjściowego dokładniejszym stosunkiem: |-Uout| = Upit - 2Upr.d. Możliwości prądowe konwertera na tranzystorach komplementarnych (ryc. 3) można znacznie zwiększyć, jeśli analogowy zegar KR1006VI1 zostanie zastosowany jako generator impulsów sterujących zgodnie z jednym ze schematów w [2]. Możesz również wzmocnić bieżący sygnał sterujący za pomocą wtórnika emitera na tranzystorze npn. Wtedy charakterystyka obciążenia tego konwertera będzie taka sama, jak charakterystyka obciążenia zmontowanego na tranzystorach pnp. Najciekawsza moim zdaniem jest możliwość zbudowania przetwornicy na timerze KR1006VI1 (rys. 4), który realizuje funkcje obu przełączników.Timer załączany jest zgodnie z układem wyzwalającym Schmitta [2]. Jedno z wyjść timera - pin 3 - pozwala na dopływ i odpływ prądu do 100 mA (200 mA na impuls). Do sterowania timerem wymagana jest jedna sekwencja impulsów małej mocy, podawana na połączone wejścia R i S; nie jest wymagany rezystor ograniczający prąd.
Dzięki wprowadzeniu polaryzacji dwóch diod do przetwornicy możliwe staje się zbudowanie jeszcze prostszej przetwornicy - z tylko jednym tranzystorem (rys. 5). Prototypem jest tutaj węzeł zgodnie ze schematem na ryc. 1, gdzie przełącznik S1 jest zastąpiony przez rezystor R1, a S2 przez tranzystor VT1. Gdy tranzystor jest zamknięty, kondensator C1 jest ładowany przez rezystor R1 i diodę VD1, a gdy tylko tranzystor się otworzy, kondensator ten jest rozładowywany przez diodę VD2 do kondensatora C2. Ze względu na prostotę jego obecne możliwości są również bardzo skromne ze względu na niską wydajność. Gdy tranzystor VT1 jest otwarty, wraz z prądem rozładowania kondensatora C1, ze źródła zasilania płynie również bezużyteczny prąd, równy Upit / R1 i znacznie większy niż prąd obciążenia. Jeśli jednak wydajność nie jest jednym z krytycznych czynników, przetwornica ta może być stosowana w zasilaczach małej mocy o prądzie wyjściowym do kilku miliamperów. Kilka słów o optymalnej częstotliwości pracy rozważanych przetworników polaryzacji. Z powyższego wzoru na pojemność C2 wynika, że wyższa częstotliwość odpowiada mniejszej pojemności niezbędnej do zapewnienia wymaganego prądu wyjściowego. Częstotliwość graniczna jest tutaj w dużej mierze określona przez charakterystykę częstotliwościową elementów, głównie kondensatorów i przełączników. Optymalny dla urządzeń zgodnie ze schematem na ryc. 3 i 4, gdzie ze względu na możliwość uzyskania stosunkowo dużych wartości prądu obciążenia można zastosować kondensatory tlenkowe, częstotliwość należy rozpatrywać w granicach 10 ... 20 kHz. A w mniej wydajnych konwerterach przełączników na przełącznikach analogowych częstotliwość można zwiększyć do prawie 100 kHz za pomocą miniaturowych kondensatorów wysokiej częstotliwości. Górna granica częstotliwości przetwornic z przełącznikiem na dwóch tranzystorach jest również ograniczona przez fakt, że z powodu różnicy w wartościach ich czasów włączenia i wyłączenia nieuchronnie pojawia się prąd przejściowy, z którego straty dynamiczne gwałtownie rosną z rosnącą częstotliwością. Dlatego spadek pojemności kondensatorów C1 i C2 wraz ze wzrostem częstotliwości i przejście na kondensatory nietlenkowe nie zawsze dają pozytywny efekt. Jednak główną przeszkodą w zwiększeniu możliwości prądowych zastosowanych łączników do wartości nominalnej jest oczywiście rezystancja szeregowa rn obwodów ładowania i rozładowania. Uważam, że z tego powodu następuje gwałtowny spadek napięcia wyjściowego przetworników na przełącznikach analogowych (zwłaszcza przy czterech przełącznikach, jak w [1]) przy wartościach prądu znacznie niższych niż pozwalają na to same przełączniki. W związku z tym konwertery w obwodzie na ryc. 3 i 4 wypadają korzystnie w porównaniu z prawie dziesięciokrotnie niższym oporem rn. Podsumowując, zauważamy, że w przypadkach, gdy cykl pracy Q impulsów sterujących jest większy niż dwa, obliczoną wartość pojemności kondensatorów C1 i C2 należy zwiększyć o współczynnik 0,5Q. literatura
Autor: E. Muradkhanyan, Erewan, Armenia
Nowy sposób kontrolowania i manipulowania sygnałami optycznymi
05.05.2024 Klawiatura Primium Seneca
05.05.2024 Otwarto najwyższe obserwatorium astronomiczne na świecie
04.05.2024
▪ Szybkie biodrukowanie żywej tkanki ▪ Nowe miniaturowe chipy do konserwacji baterii ▪ Rama z włókna węglowego 3D poprawi anody akumulatorów litowo-jonowych
▪ sekcja serwisu Ochrona odgromowa. Wybór artykułu ▪ artykuł o łapaczu dusz. Popularne wyrażenie ▪ artykuł Dlaczego człowiek ziewa i czy to prawda, że ziewanie jest zaraźliwe? Szczegółowa odpowiedź ▪ artykuł Blackberry Nesskaya. Legendy, uprawa, metody aplikacji ▪ artykuł Zwiększenie twardości kalafonii. Proste przepisy i porady ▪ artykuł Wskaźnik niskiego poziomu baterii. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony