|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Czterokanałowy magnetofon kasetowy. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Audio W nowoczesnym studiu przenośnym, aby dokonać pierwotnej rejestracji dźwięku, musi znajdować się rejestrator, którego funkcje może pełnić wielokanałowy analogowy magnetofon kasetowy. Autorzy podjęli próbę stworzenia prostego aparatu czterokanałowego. Jego cechą jest możliwość dostosowania toru zapisu do widma sygnału, w efekcie znacznie zwiększona została przeciążalność toru w obszarze wysokich częstotliwości audio. Późniejsza obróbka sygnału za pomocą programów komputerowych do redukcji szumów umożliwia osiągnięcie stosunku sygnału do szumu na poziomie 75...80 dB bez konieczności kompresji fonogramu. Wysoką stabilność ruchu taśmy magnetycznej zapewnia stabilizator prędkości z oscylatorem kwarcowym. Konstrukcja węzłów opisana w artykule przeznaczona jest do produkcji rejestratora opartego na Mayak MP-249S LPM. Takie urządzenie wraz z przenośnym mikserem doskonale sprawdzi się przy nagrywaniu koncertów „na żywo” zespołów muzycznych i chórów istniejących w wielu miastach, a także stanie się przydatnym dodatkiem do wyposażenia amatorskich studiów muzycznych. Cyfrowe metody reprodukcji dźwięku na dobre wkroczyły w naszą codzienność. Tego samego nie można powiedzieć o magnetofonach cyfrowych – magnetofonach R-DAT i magnetofonach CD. Urządzenia te są wciąż mniej dostępne dla szerokiego grona entuzjastów nagrywania. Główną wadą tych urządzeń jest brak możliwości nagrywania wysokiej jakości więcej niż dwóch kanałów. Opcja nagrywania 32-kanałowego dostępna w niektórych rejestratorach DAT wykorzystuje jedynie częstotliwość próbkowania 12 kHz i 45500-bitową nierównomierną kwantyzację, co nie jest zgodne ze standardem Hi-Fi (DIN 8). Jednocześnie większość konsol mikserskich ma wyjście czterokanałowe, a podczas nagrywania np. muzyki „na żywo” nagrywanie wielokanałowe zapewnia dodatkowe możliwości znacznej poprawy końcowego dźwięku stereo dzięki osobnemu przetwarzaniu sygnału w kanałach. Istnieją cyfrowe systemy nagrywania wielościeżkowego, od ośmiokanałowego AKAI DR-2430 (24 USD) po 2424-kanałowy Tascam MX-6290 (XNUMX USD), ale oczywiście nie są one dostępne dla wielu. Jednocześnie możliwości analogowego wielokanałowego nagrywania dźwięku są dalekie od wyczerpania. Świadczy o tym ciągła produkcja analogowych studyjnych magnetofonów szpulowych: A-820 firmy STUDER (Szwajcaria) i MTR-15 firmy ATARI (Japonia). Są to magnetofony wielobiegowe, złożone i drogie, ale mają również wysokie parametry techniczne: pasmo częstotliwości 40 ... 28000 Hz ze stosunkiem sygnału do szumu 75 ... 78 dB. Dostępne jest również studio portowe Fostex X-34 (550 USD), które zapewnia czterokanałowe nagrywanie na kompaktowej kasecie. Głównymi wadami analogowego nagrywania dźwięku są niewystarczający stosunek sygnału do szumu: 50...56 dB (nieważony, na taśmie IEC-1), a także zanik taśmy magnetycznej i duże zniekształcenia nieliniowe podczas nagrywania przy częstotliwościach powyżej 6...8 kHz. Zwiększenie stosunku sygnału do szumu o 10 ... 15 dB zapewniają różne systemy redukcji szumów kompanderów: Dolby A, B, C, dbx, Hicom, Super D itp. Zastosowanie nowoczesnych komputerowych algorytmów redukcji szumów dostępna w edytorach dźwięku Sound Forge stała się teraz alternatywą dla compandingu, Cool Edit itp. Algorytmy te korzystają z FFT i realizują redukcję szumów nie w dwóch czy czterech pasmach częstotliwości, ale w kilkuset - tysiącach (ustawianych przez użytkownika) z wstępne określenie progów redukcji hałasu w każdym z pasm częstotliwości. Taka obróbka fonogramu pozwala na poprawę stosunku sygnału do szumu o 15...20 dB i stosunku sygnału do szumu zwykłego o 40...50 dB. Próby poprawy analogowego nagrywania wysokich tonów podejmowano na różne sposoby. Obejmuje to ograniczenie głębokości korekcji RF podczas rejestracji sygnałów o wysokiej częstotliwości o wysokim poziomie (urządzenia ADRS firmy Akai i DYNEQ firmy Tandberg) oraz zastosowanie odchylenia dynamicznego. Szczególnie interesujący jest artykuł O. Zajcewa [1], w którym zaproponowano połączenie powyższych metod dla magnetofonu szpulowego pracującego z szybkością taśmy 9,53 cm/s. W proponowanym artykule przedstawiono główne elementy składowe czterokanałowego magnetofonu kasetowego – rejestratora służącego do nagrywania muzyki „na żywo” z prędkością 4,76 cm/s. Zwiększenie mocy wyjściowej taśmy magnetycznej, zmniejszenie nieliniowości ścieżki zapisu przy wysokich częstotliwościach osiąga się poprzez dostosowanie głębokości korekcji wysokich częstotliwości we wzmacniaczu rejestrującym (US) i prądu polaryzacji wysokiej częstotliwości. Aby zaoszczędzić miejsce, w artykule przedstawiono schematy tylko jednego kanału zapisu i odtwarzania (pozostałe są identyczne) oraz płytki drukowane dla dwóch kanałów, co wiąże się z zastosowaniem układu K157UD2. Wersja czterokanałowa rejestratora UV i US będzie wymagała podwójnego zestawu płytek drukowanych. Generator kasowania i odchylenia (GSP) zapewnia działanie czterech kanałów rejestrujących. Aby zmniejszyć prąd polaryzacji (w przypadku stosowania taśm magnetycznych IEC-1), zwykle zmniejsza się napięcie zasilania. Prowadzi to do pogorszenia kasowania i zmiany częstotliwości GSP, co pociąga za sobą zakłócenie działania filtrów pułapkowych na oscylacje o częstotliwości polaryzacji. Opracowaliśmy GSP oparty na rezonatorze kwarcowym (zegarze) z trzykrotnym mnożnikiem częstotliwości (frcn = 98,3 kHz), pracującym przy stałym napięciu zasilania. Modulator polaryzacji wysokiej częstotliwości wykonany jest w oparciu o równoległy obwód oscylacyjny o zmiennym współczynniku jakości. Oscylacje oscylatora kwarcowego po odpowiednim podziale częstotliwości wykorzystywane są również w cyfrowej jednostce PLL do stabilizacji prędkości obrotowej wału silnika LPM, który pełni funkcję kolektorowego silnika prądu stałego z tachogeneratorem (z magnetowidu „Electronics VM -12"). Schemat funkcjonalny głównych elementów magnetofonu kasetowego w wersji dwukanałowej (stereo) pokazano na ryc. 1.
Uniwersalna jednostka główna BG1 jest podłączana za pomocą przełącznika SA1 do dwukanałowego wzmacniacza odtwarzającego lub do wzmacniacza nagrywającego. Wzmacniacze odtwarzające zapewniają elektroniczne przełączanie stałych czasowych 120 i 70 μs (dla taśmy na bazie Fe2 03 lub Cr02) i blokowanie wyjścia we wszystkich trybach pracy CVL z wyjątkiem odtwarzania. Tryby pracy bloków są kontrolowane przez poziomy napięcia logicznego 0 i +5 V przyłożone do odpowiednich klawiszy. Aby uprościć schemat, nie pokazano na nim urządzenia sterującego i zasilacza. Ich budowa zależy od rodzaju użytego CVL i wymagań stawianych magnetofonowi. Na wejściu kanału rejestrującego zainstalowany jest filtr dolnoprzepustowy o częstotliwości odcięcia 20...22 kHz. Z wyjścia sygnał ultradźwiękowy podawany jest do detektorów amplitudy AD1, AD2 i poprzez wkład filtra LfSf, dostrojony do częstotliwości polaryzacji wysokiej częstotliwości (HFF), do głowicy rejestrującej. Modulator napięcia VChP podłączony jest do głowicy uniwersalnej poprzez kondensator strojeniowy Sp. Napięcie wyjściowe AD1 steruje modulatorem Mod 1 VChP: wraz ze wzrostem poziomu i częstotliwości składowych o wysokiej częstotliwości w zarejestrowanym sygnale (7 ... 20 kHz) napięcie VChP na wyjściu modulatora maleje. Napięcie z wyjścia AD2 podawane jest do modułu adaptacji głębokości korekcji wysokich częstotliwości (link LkCkRkVT1), który zmniejsza głębokość korekcji wysokich częstotliwości wraz ze wzrostem poziomu rejestracji i częstotliwości sygnału. GSP zaprojektowany jest jako generator ze wzbudzeniem zewnętrznym i składa się z trzykrotnego mnożnika częstotliwości oraz wzmacniacza mocy, którego obciążeniem jest głowica kasująca BS1. Na wejście mnożnika odbierane są wahania w kształcie meandra o częstotliwości 32,768 kHz z oscylatora kwarcowego umieszczonego w cyfrowym PLL silnika LPM. Głowica kasująca wchodzi na wyjście PA do obwodu oscylacyjnego, z którego napięcie kasujące podawane jest na modulatory Mod 1 i Mod 2 kanałów rejestrujących (w wersji czterokanałowej oraz do modulatorów kanałów 3, 4). Blok stabilizatora prędkości silnika napędowego, wykonany w oparciu o cyfrowy PLL, zawiera kwarcowy własny oscylator o częstotliwości 32768 Hz, dwa dzielniki częstotliwości (FCH), detektor PFD częstotliwościowo-fazowy, proporcjonalnie całkujący filtr PIF , silnik kolektorowy UOC ze wzmacniaczem prądu stałego z tachogeneratorem TG i wzmacniaczem-ogranicznikiem UO. Stabilizacja prędkości obrotowej silnika odbywa się na podstawie sprzężenia zwrotnego na podstawie sygnałów z TG. Sinusoidalne napięcie z wyjścia silnika TG we wzmacniaczu ograniczającym jest przekształcane na sekwencję prostokątnych impulsów, które po podziale częstotliwości w DC2 są porównywane pod względem częstotliwości i fazy w PFD z impulsami oscylatora kwarcowego, które przeszły przez DC1. Sygnał błędu z wyjścia układu proporcjonalnie całkującego jest wzmacniany w UPT i podawany do silnika elektrycznego, w wyniku czego częstotliwość obrotu wału zmienia się, aż do momentu dopasowania się częstotliwości i fazy sekwencji impulsów na wejściach PFD. Taka konstrukcja bloku pozwala na uzyskanie dużej stabilności średniej prędkości pasa (nie gorszej niż ±0,05%) oraz zapewnienie minimalnego współczynnika wahań prędkości obrotowej kabestanu, który zależy wyłącznie od dokładność wykonania części obrotowych. Schemat ideowy wzmacniacza odtwarzającego (UV) pokazano na ryc. 2. Tutaj opisano schemat jednego kanału HC; inne kanały są rozmieszczone podobnie. W trybie odtwarzania sygnał z głowicy uniwersalnej BG1.1 poprzez styki złącza X2 i przekaźnika K1 jest podawany do podstawy niskoszumowego wzmacniacza wykonanego na tranzystorze VT4. Wspólne dla obu kanałów są jednostka sterująca przekaźnika K1, K2, wykonana na tranzystorach VT1 - VT3, parametryczny regulator napięcia -2,2 V na VD3, HL1, R12, C4 i stabilizatory napięcia ± 9,5 V zasilania wzmacniacza operacyjnego, wykonane odpowiednio na elementach VT5, VD5, R24 i VT8, VD4, R28.
Aby zredukować szumy o niskiej częstotliwości, zastosowano bezpośrednie połączenie głowicy z bazą tranzystora wzmacniacza niskoszumowego. Stabilizacja prądu emitera VT4 odbywa się za pomocą rezystora R10 podłączonego do stabilizatora - 2,2 V. Korektę wysokiej częstotliwości w SW osiąga się dzięki rezonansowi w równoległym obwodzie oscylacyjnym utworzonym przez indukcyjność głowicy BG1.1 i kondensator C1. Obwód jest dostrojony do górnej częstotliwości granicznej magnetofonu 18 ... 20 kHz, a rezystor R7 zapewnia pożądany współczynnik jakości. Kondensator C3 zmniejsza poziom szumu o wysokiej częstotliwości docierającego na wejście stopnia. Rezystor R13 reguluje wzmocnienie kaskady, zmieniając głębokość OOS poprzez elementy C6, R11, R13, aby ustawić nominalny poziom napięcia wyjściowego SW. Elementy C2, R8 dodatkowo filtrują moc w obwodzie kolektora VT4. Z rezystora R9 wzmocniony sygnał przez kondensator C5, rezystor R14 jest podawany na nieodwracające wejście wzmacniacza operacyjnego DA1.1. Obwód oscylacyjny serii C7L1 jest dostrojony do częstotliwości polaryzacji i jest filtrem wycinającym. Układ ten jest niezbędny do jednoczesnej pracy HC i kanału rejestrującego w trybie nadpisywania w magnetofonach z dwoma CVL. Przy zastosowaniu jednego LSM elementy konturu nie są instalowane. Wzmacniacz operacyjny DA1 jest objęty OOS dla prądu stałego przez rezystor R18. W przypadku prądu przemiennego OOS zależny od częstotliwości, który tworzy niezbędną korektę odpowiedzi częstotliwościowej, działa poprzez dzielnik R20R21 i obwód R19C11R17R16C8. Przełącznik tranzystorowy VT7 łączy obwód R23C14, zapewniając taśmie Fe203 zmianę stałej czasowej obwodu korekcyjnego z 70 na 120 μs. Kondensator C9 zapobiega wzbudzeniu wzmacniacza przy częstotliwościach ultradźwiękowych. Sygnał z pinu 13 jednostki organizacyjnej przez rezystory R22, R25 (z kluczem prywatnym na VT6) trafia na wyjście. Tranzystor VT6 jest otwarty we wszystkich trybach pracy LPM, z wyjątkiem trybu odtwarzania, i blokuje przechodzenie szumu przełączania i innych szumów na wyjście magnetofonu. Schemat ideowy jednego kanału rejestrującego pokazano na rys.3. XNUMX.
Sygnał wejściowy przez kondensator C1 doprowadzany jest do podstawy wtórnika emitera na tranzystorze VT1, a następnie do aktywnego filtra dolnoprzepustowego o przybliżeniu odpowiedzi częstotliwościowej Zolotarewa-Kauera [2], zamontowanego na elementach R4, R5 , R7, C4 - C6 i VT2. Częstotliwość odcięcia wybiera się jako równą 20 kHz, nachylenie odpowiedzi częstotliwościowej w paśmie tłumienia wynosi około 30 dB na oktawę. Dzielnik R1R2 zapewnia napięcie oparte na VT1, przy którym napięcie polaryzacji na nieodwracającym wejściu wzmacniacza operacyjnego DA1.1 jest bliskie zeru. LPF tłumi ultradźwiękowe składowe sygnału wejściowego, które tworzą słyszalne dudnienia wraz z oscylacjami GPS. Składowe takie występują w sygnale na wyjściach tunera stereofonicznego (w postaci oscylacji częstotliwości podnośnej 31,25 lub 38 kHz i ich harmonicznych), a także odtwarzacza CD (w postaci impulsów o częstotliwości próbkowania 44,1 kHz i jej harmonia). Wzmacniacz rejestrujący jest montowany na wzmacniaczu operacyjnym K157UD2, którego obwód sprzężenia zwrotnego zawiera elementy korekcji niskiej częstotliwości R10, R13, C10, C7, R8 i adaptacyjną korekcję wysokiej częstotliwości C8, L1, R9, VT3. Głębokość korekcji RF zależy od całkowitej rezystancji rezystora R9 i rezystancji wyjściowej stopnia tranzystora na VT3. Przy niskich poziomach sygnału wejściowego tranzystor VT3 jest bliski nasycenia z powodu prądu bazowego przepływającego przez rezystory R12, R27 i R25. Współczynnik jakości obwodu C8L1 jest maksymalny, głębokość korekcji RF sięga 14 dB. Wyjście wzmacniacza rejestrującego (zacisk 13 DA1) jest podłączone poprzez filtr dolnoprzepustowy R16C12, kondensator izolujący C17, wtyk filtra napięcia polaryzacji C20L2, rezystor R31 stabilizujący prąd rejestracji, do złącza X4, z którego sygnał doprowadzany jest do złącza X1 (patrz rys. 2) i dalej przez X2 do głowicy uniwersalnej BG1. Dodatkowo dzielnik sygnału R17R21C13 doprowadzanego do wskaźnika poziomu nagrywania, a także wejście detektora na elementach C15, VD1, R23, VT7, R26, C19, który steruje modulatorem polaryzacji wysokiej częstotliwości, oraz obwód wejściowy C11, R14 falownika na tranzystorze VT4 . Rezystor R26 zapewnia początkowe odchylenie diody VD1 i złącza emiter-baza VT7, zwiększając liniowość początkowej sekcji charakterystyki detekcji. W przypadku braku składowych RF w sygnale wejściowym detektora napięcie na górnym zacisku kondensatora detektora C19 zgodnie z obwodem wynosi +1 V. Detektor kontrolujący głębokość korekcji RF podczas rejestracji przez tranzystor VT3 wykonany jest w oparciu o obwód pełnookresowy w postaci dwóch połączonych równolegle na wyjściu detektorów emiterowych C14R19VT5 i C16R22VT6, których wejścia zasilane są napięciami przeciwfazowymi. Obciążeniem czujki są elementy R25 i C18. Rezystor R24 ogranicza szczytowy prąd rozładowania kondensatora C18. Rezystor R27 tworzy początkowe odchylenie złączy emiter-baza tranzystorów VT5, VT6. Równoległe połączenie tych detektorów podwaja częstotliwość tętnienia obwiedni i zmniejsza zniekształcenie regulowanego sygnału spowodowane brakiem parzystych harmonicznych. Wraz ze wzrostem poziomu i częstotliwości sygnału napięcie na kondensatorze C18 detektora zmienia się z +0,9 V na -2 V, powodując zamknięcie tranzystora VT3 i zmniejszenie głębokości korekcji RF. Modulator napięcia polaryzacji wykonany jest w oparciu o równoległy obwód oscylacyjny C22L3R32 ze współczynnikiem jakości kontrolowanym poprzez zmianę średniej rezystancji strat obwodu przez tranzystor VT8 modulatora. Wiadomo, że przy częstotliwości rezonansowej rezystancja elementów biernych obwodu jest Q razy (Q jest współczynnikiem jakości obwodu) większa niż rezystancja strat szeregowych. Rolę rezystancji strat pełnią połączone równolegle elementy R32, VD2 i rezystancja kolektor-emiter tranzystora VT8. Ponieważ prąd płynący w gałęzi indukcyjnej obwodu jest taki sam pod względem indukcyjności i zastępczej rezystancji strat, spadki napięcia na tych elementach są proporcjonalne do ich rezystancji. Tak więc, przy współczynniku jakości obwodu QE = 10 i amplitudzie napięcia w obwodzie, na przykład 50 V, amplituda napięcia na rezystancji strat wyniesie tylko 5 V, a tranzystor niskiego napięcia małej mocy może być używany do zmiany współczynnika jakości obwodu. Aby zapobiec otwarciu ujemnych półfali napięcia na rezystorze R32 złącza baza-kolektor tranzystora VT8, stosuje się diodę VD2. Zatem zmiana współczynnika jakości obwodu oscylacyjnego odbywa się poprzez zmianę rezystancji wyjściowej modulatora tranzystorowego VT8 z dodatnimi półcyklami napięcia na jego kolektorze. Wiadomo, że zastępczą rezystancję rezonansową obwodu równoległego (przy f = fo) oblicza się ze wzoru Rer = QeVL3/C22 i zmienia się również wraz ze zmianą Qe. Biorąc pod uwagę, że napięcie z GSP jest doprowadzane do opisywanego obwodu przez kondensator C23, otrzymujemy dzielnik napięcia, w którym rolę dolnego ramienia pełni równoległy obwód oscylacyjny L3C22 z elementami R32, VD2, VT8 o zmiennej jakości czynnik. W ten sposób modulowane jest napięcie polaryzacji. Przy niskich poziomach składowych RF sygnału na wyjściu wzmacniacza rejestrującego napięcie +1 V na emiterze VT7 detektora nasyca tranzystor VT28 przez rezystor R8. W tym przypadku rezystancja strat w obwodzie jest minimalna, a napięcie polaryzacji w obwodzie L3C22 jest maksymalne. Przez kondensator C21 wchodzi do uniwersalnego obwodu głowicy. Wraz ze wzrostem poziomu komponentów RF i (lub) ich częstotliwości, napięcie na górnym wyjściu kondensatora C19 zgodnie z obwodem maleje, rezystancja wyjściowa tranzystora VT8 wzrasta (przy dodatnich półfalach napięcia na kolektor). W tym przypadku średnia rezystancja strat obwodu w tym okresie wzrasta, a jego współczynnik jakości i równoważna rezystancja rezonansowa maleją. W rezultacie napięcie polaryzacji w obwodzie L3C22 maleje. Elementy R28, R29, R30 zapewniają liniowość charakterystyki modulacji modulatora na VT8, gdy napięcie w obwodzie spadnie do 1/3 wartości maksymalnej. Zaletami proponowanego modulatora są: duża liniowość sterowania, dodatkowe filtrowanie napięcia polaryzacji, prostota, możliwość modulowania napięcia polaryzacji z amplitudą do 100 V przy zastosowaniu niskonapięciowych tranzystorów małej mocy (lk max<100 MA, Uke max<20...30 V), np. KT315B. Wady obejmują obecność indukcyjności L3 i konieczność dostrojenia obwodu L3C22 do częstotliwości GSP. Schemat ideowy generatora wymazywania i odchylenia pokazano na ryc. cztery.
Oscylacje prostokątne o cyklu pracy 2 i częstotliwości 32,768 kHz są podawane przez obwód C1R1 z oscylatora kwarcowego cyfrowej jednostki PLL silnika wiodącego na wejście obwodu oscylacyjnego C2L1. Do pomnożenia częstotliwości wykorzystuje się trzecią harmoniczną napięcia o kształcie „meandrowym”, do której częstotliwości dostrojony jest obwód. Elementy R2, VD1, C3 zapewniają niezbędny tryb pracy kolejnych kaskad GSP i ich stabilizację temperaturową. Tłumik emitera na tranzystorze VT1 dopasowuje wysoką rezystancję rezonansową obwodu mnożnika L1C2 do impedancji wejściowej wzmacniacza mocy. Włączenie GSP odbywa się poprzez przyłożenie napięcia +5 V do punktu połączenia elementów R2, R3, C4. Wzmacniacz mocy GSP składa się z wtórnika emitera na tranzystorze VT2 i wzmacniacza rezonansowego na VT3, wykonanego według wspólnego obwodu emitera z niepełnym włączeniem obwodu oscylacyjnego C6C7L2BS1 do obwodu kolektora. Rezystor R4 służy do ustawienia krytycznego trybu pracy generatora przy kącie odcięcia prądu kolektora bliskim 90 stopni. Rolę indukcyjności obwodu oscylacyjnego pełni cewka indukcyjna L2 i głowica kasująca BS1, której indukcyjność wynosi około 360 μH. Kondensator C7 służy do dostrojenia obwodu oscylatora do częstotliwości 98,3 kHz. Rezystor R7 służy do pomiaru prądu emitera (praktycznie równego prądowi kolektora) i będąc elementem obwodu OOS, nieznacznie zwiększa rezystancję wejściową stopnia końcowego, dodatkowo stabilizuje jego stan. Elementy C8, L3, C9 tworzą filtr oscylacyjny z częstotliwością GSP wzdłuż obwodu mocy. Przełącznik SA1 z rezystorem R8 zmienia napięcie (i prąd) kasowania i polaryzacji dla różnych typów taśm - z normalnym („Fe203”) i wysokim poziomem polaryzacji („Cr02”). Niepełne włączenie obwodu oscylacyjnego (współczynnik włączenia p \u0,22d 6) zapewnia wahania napięcia na kondensatorze C85 co najmniej 8 V przy napięciu zasilania na kondensatorze C12 wynoszącym 1 V (dla taśmy o normalnym poziomie polaryzacji przełącznik SA110 jest otwarty) i około 2 V przy zwartych stykach. W razie potrzeby napięcie to można zwiększyć poprzez zmniejszenie indukcyjności cewki indukcyjnej L6. Napięcie z kondensatorów C7, C1 obwodu dostarczane jest do modulatorów napięcia polaryzacji wchodzących w skład kanałów rejestrujących (patrz rys. 3 i XNUMX). Schemat ideowy cyfrowego bloku PLL silnik wiodący LPM pokazano na ryc. 5. Wykonano go zgodnie ze schematem funkcjonalnym (patrz rys. 1). Na tranzystorach VT1, VT2 i kwarcowym rezonatorze „zegarowym” ZQ1 (FKB = 32768 Hz) wykonany jest generator częstotliwości odniesienia, którego oscylacje z rezystora R7 są podawane do jednostki GSP i na wejście dzielnika częstotliwości DCH1 {wejście CN1 DD1). Wykonany jest na mikroukładach cyfrowych DD1, DD2 i elemencie „AND” na diodach VD1-VD4, które ustalają współczynnik podziału, a także elementach R14, R15, C9.
Dla współczynnika przełączania diod wskazanego w obwodzie przełączającym diody współczynnik podziału częstotliwości N1 wynosi 202. Gdy zawartość licznika na DD1 osiągnie wartość 202 = 2 + 8 + 64 + 128, na pinach 12 pojawi się logiczna „14”. , 5, 6, 1 układu DD1, diody VD1-VD4 zamkną się, a impuls resetujący przez obwód scalony R14C9 zresetuje liczniki DD1, DD2.1 do stanu początkowego na wejściu R. Instalując dodatkowe diody na wyjściach DD1, DD2, można wybrać dowolną wartość współczynnika N1 od 2 do 511 za pomocą kodu binarnego. Impulsy o częstotliwości porównawczej 32768/202 = 162,2 Hz z pinu 11 DD2 podawane są na wejście z pierwszego wyzwalacza układu DD3, na którym zamontowany jest detektor częstotliwości i fazy. Drugie wejście ChfD - wejście Z dolnego obwodu wyzwalającego tego samego DD3, który odbiera impulsy z drugiego dzielnika częstotliwości ДЧ2, wykonanego na drugiej połowie licznika DD2 (wyjście - pin 5 DD2). Wybrano współczynnik podziału częstotliwości N2 = 8. Wejście DF2 (pin 1 DD2) odbiera impulsy z wyjścia wzmacniacza ograniczającego, zamontowanego na tranzystorach VT3, VT4. Na wejście CR działa sinusoidalne napięcie z tachogeneratora silnika elektrycznego DPLT, którego częstotliwość jest powiązana z prędkością obrotową silnika stosunkiem ftg = 38fdv. Gdy PLL jest w trybie przechwytywania, częstotliwości sekwencji impulsów na wejściach PFD są równe, tj. fqv/N1 = ftrg/N2 = 38 fmot/N2 = 162 Hz. Wejścia resetowania R DD3 odbierają impulsy z wyjść bezpośredniego wyzwalania poprzez element „AND” na diodach VD5 i VD6. Odwrócone wyjście górnego wyzwalacza zgodnie z obwodem (pin 2) jest podłączone przez dzielnik rezystora R20R21 do wejścia klucza na VT8, a bezpośrednie wyjście dolnego wyzwalacza (pin 13) przez dzielnik R22R23 jest podłączone do kluczowe wejście na VT9. Napięcie wyjściowe PFD z punktu podłączenia rezystorów ograniczających prąd R24, R25 jest podawane do proporcjonalnego filtra całkującego R26C14R29C15, z którego wyjścia wygładzone napięcie przez dwa wtórniki emiterów (VT10, VT5) jest podawane do mocy wzmacniacz oparty na tranzystorach VT6, VT7. Obciążenie VT6 to kolektorowy silnik prądu stałego typu DPLT z tachogeneratorem, stosowany w magnetowidzie „Electronics VM-12”. Tranzystor VT7 z rezystorem R19 tłumi silnik i skraca czas stanów nieustalonych, dławiki L1, L2 wraz z kondensatorami C12. C13 redukują hałas przełączania kolektora. Opisana konstrukcja bloku PLL umożliwia dokładnie dwukrotną zmianę prędkości wału silnika poprzez proste przełączenie wyjść DD2. Zatem po podłączeniu pinu 11 DD3 do pinu 4 DD2 prędkość (i prędkość taśmy) zmniejsza się o połowę, a przy użyciu pinu 6 DD2 prędkość silnika LPM podwaja się. Przedstawiamy metodę obliczania współczynnika podziału N1 na przykładzie CVL magnetofonu kasetowego Mayak M-249S-1. Dane wstępne: średnica wału kabestanu dT = 3 mm, średnica koła zamachowego dM = 91,2 mm, średnica koła pasowego silnika dsh = 13,5 mm, prędkość pasa \/l = 47,625 mm/s. Dla przypadku braku poślizgu pasa uzyskano wzór obliczeniowy, który wiąże powyższe parametry:
Uzyskaną wartość zaokrąglamy do najbliższej liczby całkowitej N1 = 202, przy czym prędkość obrotowa silnika będzie większa od nominalnej o (202,084/202 -1) 100% = 0,041%, co jest całkiem akceptowalne. Częstotliwości oscylacji w różnych punktach bloku PLL wynoszą: fkv = 32768 Hz, ftg = N2fkv / N1 = 1297,7 Hz, fav = fqv/N1 = 162,2 Hz, fmotor = ftrg /38 = 34,151 Hz, p = f 60 = 2049 obr./min. Dla n \u2049d 5,6 obr./min napięcie zasilające silnik DPLT na biegu jałowym wynosi Udv \u5,8d XNUMX ... XNUMX V. Obliczenia współczynnika N1 można dokonać dla innych parametrów CVL, a znalezioną wartość N1 wpisuje się następnie w kodzie binarnym za pomocą diod na wyjściach liczników DD1 i DD2 (patrz rys. 5, oznaczenia współczynników w DD1 i DD2 DDXNUMX). Budowa i szczegóły. Bloki magnetofonu kasetowego wykonane są na płytkach drukowanych wykonanych z jednostronnie foliowanego włókna szklanego o grubości 1,5 mm. Na ryc. 6 przedstawia płytkę kanału nagrywania,
na ryc. 7 - płyta GSP (kliknij aby powiększyć),
na ryc. 8 - tablica kanałów odtwarzania,
na ryc. 9 - płytka cyfrowego PLL silnika LPM (kliknij aby powiększyć).
Ze względu na dużą gęstość montażu i jednostronne ułożenie drukowanych przewodów, część połączeń (głównie obwody mocy) wykonuje się za pomocą zworek drutowych lutowanych od strony drukowanych przewodów. W blokach zastosowano rezystory stałe MLT-0,125, rezystory dostrajające - SPZ-1 (kanał odtwarzania), SP5-16 (GSP). Odchylenie od wartości znamionowych większości elementów wskazanych na schemacie nie powinno przekraczać ± 10%. W przypadku rezystorów R17, R19, R20, R21, R23 w kanałach odtwarzania oraz R4, R5, R7 w kanałach nagrywania dopuszczalne jest odchylenie nie większe niż ± 5%. Rezystory na płytce drukowanej toru rejestracji są zamontowane prostopadle, a rezystory bezołowiowe R24 (R24') umieszczone są po stronie przewodów drukowanych. Kondensatory filtrów i obwodów korekcyjnych C11, C14 (w kanałach odtwarzania) i C4, C6, C8 (w kanałach nagrywania) - seria K73-17 z odchyleniem nie większym niż ± 5%. Kondensatory C6 (K31 -10), C7 w GSP i C20-C22 w kanałach rejestrujących muszą mieć napięcie robocze co najmniej 100 V. Kondensatory tlenkowe - K50-16 lub K50-35, kondensator C14 w PLL - K53- 4, reszta - z serii KTM, KM. Cewki indukcyjne L2 w kanałach rejestrujących oraz L1 w GSP zawierają po 80 zwojów drutu PELSHO 0,12 i są umieszczone w pancernych ferrytowych rdzeniach magnetycznych OB-14, których miseczki są sklejone ze szczeliną utworzoną z dwóch warstw kalki kreślarskiej. Cewki L1 w kanałach odtwarzania mają 185 zwojów, a L1 w kanałach rejestrujących - 130 zwojów tego samego drutu i są umieszczone w tych samych obwodach magnetycznych. Cewki L3 w kanałach rejestrujących umieszczone są w obwodzie magnetycznym OB-19 i zawierają po 80 zwojów drutu PELSHO 0,22. Miseczki obwodu magnetycznego są sklejone z podobną szczeliną. Przed sklejeniem cewek pożądane jest zmierzenie ich indukcyjności (przy częstotliwościach odpowiadających częstotliwościom roboczym) i, jeśli to konieczne, wyregulowanie liczby zwojów. Jako L2, L3 (GSP) stosuje się dławiki DPM-0,1, a jako L1 (w PLL) - dławik typu DM-0,6. Cewki filtra L2 (jednostka PLL) nawinięte są na pierścieniu ferrytowym K16x10x4,5 marki 2000NM z drutem PELSHO 0,22 złożonym na pół i zawierają 2x80 zwojów. Wartość tej indukcyjności nie jest krytyczna. Elementy filtrujące C12, L2, C13 (PLL) są umieszczone w pobliżu silnika na małej płytce drukowanej. Tranzystory KT3102E (VT4 w kanałach rejestrujących) można zastąpić KT3102D, najlepiej w metalowych obudowach. Inne tranzystory mogą być używane z innymi indeksami literowymi. Zamiast diod serii KD522 stosuje się diody KD521A, a zamiast mikroukładów serii K561 - KR1561. Jako głowicę uniwersalną w wersji dwukanałowej (stereo) zastosowano głowicę ZD24.12002, w wersji czterokanałowej zastosowano blok czterościeżkowy 7N10S (BB45), głowicę kasującą typu ZS12.4210 z magnetofonu kasetowego Mayak wersja. Ze względu na brak głowic kasujących na całej szerokości (3,81 mm) taśmy, nagrywanie czterokanałowe powinno odbywać się na wstępnie rozmagnesowanej (np. dławikiem) taśmie kasety kompaktowej. Jako przełączniki K1, K2 stosowane są przekaźniki RES-49. Produkcja i regulacja jednostek magnetofonowych jest oczywiście możliwa dla wyszkolonych radioamatorów, którzy posiadają przyrządy pomiarowe: generator oscylacji niskiej częstotliwości (częstotliwość 20 Hz ... 200 kHz), oscyloskop elektroniczny o zakresie częstotliwości 0 ... 1 MHz, miliwoltomierz (z limitem 1 mV..1 V) i elektroniczny miernik częstotliwości (zakres częstotliwości 20 Hz...200 kHz). Ustanowienie zacznij od cyfrowego bloku PLL głównego silnika LPM. Do zmontowanego bloku podłączony jest filtr C12L2C13 i obwód kolektora silnika. Uzwojenie tachogeneratora jest podłączone jednym zaciskiem do wspólnego przewodu, drugim - do lewego zacisku kondensatora C13 zgodnie ze schematem. Rezystor R27 jest tymczasowo nielutowany, a rezystor R26 zostaje zastąpiony zmiennym o maksymalnej rezystancji 300 ... 500 kOhm. Urządzenie zasilane jest napięciem zasilania +15 V. Za pomocą oscyloskopu są przekonani o obecności oscylacji oscylatora kwarcowego (na kolektorze VT2). W przypadku ich braku zmniejsz rezystancję rezystora R2, aż do uzyskania stabilnych oscylacji. Jeśli przy rezystancji bliskiej zeru nie ma oscylacji, rezonator kwarcowy należy wymienić. Miernik częstotliwości sprawdza częstotliwość oscylacji, która powinna mieścić się w granicach 32768 ± 20 Hz. Za pomocą oscyloskopu i miernika częstotliwości sprawdza się obecność impulsów prostokątnych i ich częstotliwość na wyjściu pierwszego dzielnika częstotliwości (pin 3 DD3). Amplituda impulsu wynosi około 10 V, częstotliwość 162,2 ± 0,1 Hz. Zmniejszając rezystancję rezystora zmiennego zawartego zamiast R26, napięcie na silniku wzrasta do 5,6 ... 5,8 V. Pożądane jest, aby silnik był zamontowany w LPM i założony pasek na koło pasowe. Początkowe ustawienie odbywa się na biegu jałowym LPM (kaseta nie jest włożona, rolka dociskowa nie dotyka kabestanu). Oscyloskop sprawdza na wyjściu tachogeneratora obecność oscylacji sinusoidalnych z wahaniem około 0,5 V i impulsów prostokątnych o amplitudzie 9 ... 10 V na kolektorze VT4. Dostosowując rezystor zmienny, uzyskuje się częstotliwość powtarzania impulsów 1298 Hz, natomiast na wyjściu drugiego dzielnika częstotliwości (pin 5 DD2) częstotliwość impulsów powinna wynosić 162,2 Hz. Następnie wyłącz zasilanie urządzenia, wylutuj rezystor zmienny, zmierz jego rezystancję przyrządem cyfrowym i przylutuj rezystor stały o najbliższej wartości w miejsce R26. Zamontuj wcześniej usunięty rezystor R27 i włącz zasilanie. Silnik elektryczny musi mieć prędkość obrotową wału 2049 obr/min, natomiast częstotliwość impulsów na zaciskach 3 i 11 DD3 musi być równa 162,2 Hz, która nie zmienia się przy hamowaniu palcem koła zamachowego LPM. Wraz ze wzrostem obciążenia napięcie na silniku i pobór prądu powinny wzrosnąć jedynie z 60 ... 70 mA (na biegu jałowym) do 300 ... 350 mA przy zachowaniu określonej prędkości. Ostatecznego ustawienia bloku dokonuje się podczas odtwarzania nagrania z miarki (część „E”). Częstotliwość sygnału na wyjściu kanału odtwarzania powinna mieścić się w granicach 3150±20 Hz (±0,6%). Jeżeli uzyskana wartość częstotliwości nie odpowiada wartości nominalnej, należy obliczyć nowy współczynnik podziału N, ustawić go za pomocą diod VD1 - VD5 i ponownie zmierzyć częstotliwość sygnału z miarki. Ustawienia GPS wyprodukowane w następującej kolejności. Otwórz przełącznik SA1. Podstawa tranzystora VT2 jest podłączona do wspólnego przewodu przez kondensator 0,01 μF i ustawiona jest maksymalna rezystancja rezystora zmiennego R4. Do wejścia bloku podłączony jest generator pomiarowy, na którym ustawiona jest wartość skuteczna napięcia na 1 V i częstotliwość 98,304 kHz (kontrolowana miernikiem częstotliwości). Podłącz wejście Y oscyloskopu do emitera tranzystora VT1. Tryb nagrywania włącza się poprzez podanie napięcia zasilającego i sterującego oraz za pomocą trymera cewki L1 dostrojenie obwodu L1C2 do rezonansu (zgodnie z maksymalnym kołysaniem sygnału). Jeśli nie można wyregulować obwodu za pomocą trymera, można zmienić pojemność kondensatora C2. Pod koniec strojenia przekonują się o jego poprawności dostrajając częstotliwość generatora. Amplituda sygnału na emiterze VT1 powinna zmniejszać się zarówno wraz ze wzrostem, jak i spadkiem częstotliwości. Trymer cewkowy L1 mocuje się za pomocą gorącego kleju. Następnie wyjście kondensatora 0,01 μF odłącza się od wspólnego przewodu i podłącza do wyjścia generatora pomiarowego, na którym ustawia się wahania sygnału na nie więcej niż 0,5 V. Głowicę kasującą podłącza się do urządzenia i kondensatora C7 jest lutowany z urządzenia. Oscyloskop wykorzystujący dzielnik 1:10 (pojemność wejściowa - nie więcej niż 15 pF) jest podłączony do wyjścia GSP. Włączane jest zasilanie +15 V i napięcie sterujące +5 V. Zmieniając częstotliwość generatora, określ częstotliwość f( rezonansu obwodu C6L2BS1 (zgodnie z napięciem maksymalnym, którego wahania powinny wynosić 30 ... 60 V. Wartość f1 musi być większa od wartości nominalnej f0 = 98,304 kHz. Pojemność dodatkowego kondensatora C7 oblicza się ze wzoru C7=C6(f12/f12 -1) i instaluje się w GSP. Zmieniając częstotliwość generatora, upewnij się, że obwód C6C7L2BS1 jest dokładnie dostrojony do częstotliwości 98,3 ± 0,5 kHz. Po wyłączeniu zasilania wejście GSP należy podłączyć do wyjścia oscylatora kwarcowego PLL (rezystor R7). Włączany jest układ PLL i napięcie zasilania GSP +15 V. Oscyloskop podłączony jest do wyjścia GSP. Zmniejszając rezystancję rezystora R4, amplituda sygnału na wyjściu GSP jest nie mniejsza niż 80 V. Kształt impulsów prądu kolektora VT3 (na rezystorze R7) jest bliski cosinusowi: amplituda prądu wynosi nie więcej niż 0,15 A, a kąt odcięcia wynosi 70…80 stopni. Wahania napięcia na głowicy kasującej muszą wynosić co najmniej 70 V, gdy napięcie zasilania na kondensatorze C8 wynosi około +12 V. Kształt napięcia kasującego może różnić się od sinusoidalnego. Ustawianie ścieżki odtwarzania (opisany w wersji dwukanałowej) polega na ustawieniu kąta nachylenia szczeliny roboczej głowicy uniwersalnej, nominalnym poziomie sygnału wyjściowego, sprawdzeniu fazowania kanałów i ustawieniu korekcji RF. Głowicę uniwersalną podłącza się do złącza X2 płytki kanału odtwarzania, miliwoltomierz i oscyloskop do złącza X1,2 (piny 5). Na rezystory R1 i R27 przykładane jest napięcie +15 V. Włączane jest napięcie zasilania +15 V i -5 V. W LPM magnetofonu instaluje się kasetę z miarką magnetyczną (część „H”) i włącza się skok roboczy. Położenie GU za pomocą śruby regulacyjnej ustawia się na maksymalny zwrot przy częstotliwościach 14 ... 0 kHz. Nominalny poziom wyjściowy wynoszący 550 dB (1 mVrms) został określony przez autorów poprzez odtwarzanie nagrania pomocniczego 45 kHz z magnetofonu SONYTC-K4. Magnetofon ten został fabrycznie dostrojony przy użyciu taśmy testowej SONY P-81-L-333 (0 Hz, 3 dB) [550]. Napięcie znamionowe 333 mV przy częstotliwości 400 (13) Hz, ustawione za pomocą miarki, ustalane jest przez rezystor R2, najpierw w pierwszym kanale (wyjście 1 Hz), następnie w drugim (wyjście XNUMX Hz) . Fazowanie kanałów sprawdzane jest na sygnale 1 kHz (część „U”) poprzez połączenie pinów 1, 2 złącza XZ. Przy prawidłowym fazowaniu kanałów napięcie wyjściowe nie zmieni się ani nieznacznie nie spadnie (nie więcej niż 1 ... 2 dB), jeśli będzie nieprawidłowe, będzie bliskie zeru. W tym drugim przypadku należy zamienić wnioski jednej z głowic (BG1.1 lub BG1.2). Korekcję RF reguluje się indywidualnie w każdym z kanałów poprzez dobór kondensatora C1 zgodnie z minimalną nierównomiernością odpowiedzi częstotliwościowej w zakresie 5...14 kHz przy odtwarzaniu pakietów częstotliwości (część „Ch”) kasety pomiarowej. Przy częstotliwości 10 kHz pasmo przenoszenia nie powinno przekraczać 3 dB. Podsumowując, kanał blokuje się poprzez przyłożenie napięcia +5 V do anody diody VD6 i przełączenie stałej czasowej 70/120 μs poprzez chwilowe wyłączenie napięcia +5 V z rezystora R27. w ustalenie ścieżki nagrywania najpierw sprawdzają częstotliwość odcięcia filtra dolnoprzepustowego, ustawiają częstotliwość obwodów korekcji wysokiej częstotliwości na 18 kHz, dostosowują filtry wycinające L2C20 (patrz rys. 3) do częstotliwości polaryzacji i dostrajają obwody L3C22 modulator VChP. Następnie ustalany jest optymalny prąd polaryzacji i granice jego adaptacji, a także nominalny poziom rejestracji i prąd rejestracji. Jako maksymalny poziom wejściowy przyjęto wartość skuteczną napięcia wejściowego kanałów rejestrujących równą 110 mV. Poziom ten odpowiada 0 dB charakterystyki kanału nagrywania podanej poniżej. W celu regulacji do wejść kanałów rejestrujących podłącza się generator pomiarowy, a jego napięcie wyjściowe ustawia się na 110 mV. Włącz zasilanie i sprawdź częstotliwość odcięcia wejściowego filtra dolnoprzepustowego (na pinach 2 i 6 układu DA1) na poziomie -3 dB, powinna wynosić 20 ... 22 kHz. Tłumienie w LPF przy częstotliwości 44,1 kHz musi wynosić co najmniej 36 dB. Składowa stała napięcia na wyjściu DA1 (zaciski 13, 9) nie powinna przekraczać ±0,5 V, w przeciwnym razie należy dobrać rezystor R2. Następnie napięcie generatora zmniejsza się o 20 dB (do 11 mV) i określa się częstotliwość maksymalnego wzrostu odpowiedzi częstotliwościowej (zaciski 13, 9 DA1), która powinna wynosić 17 ... 18 kHz. Jeśli częstotliwość nie odpowiada tej wartości, wybierana jest pojemność kondensatora C8. Przełączając częstotliwość generatora na 1 i 18 kHz przy zachowaniu poziomu wejściowego 11 mV, określa się głębokość korekcji, która powinna mieścić się w granicach 14 ± 1 dB. Na ryc. 10 przedstawia rodzinę odpowiedzi częstotliwościowych kanału rejestrującego, mierzoną przy różnych poziomach sygnału wejściowego (od 0 do -24 dB). Dzięki działaniu obwodu autoregulacji głębokość korekcji wysokich częstotliwości wraz ze wzrostem poziomu sygnału wejściowego zmniejsza się do 2 dB, co zapobiega przeciążeniu taśmy przy wysokich częstotliwościach. Pomiar wszystkich tych cech nie jest konieczny ze względu na dużą złożoność procesu pomiaru punkt po punkcie. Zmierzyliśmy te charakterystyki w trybie automatycznym przy użyciu komputera, co zostanie opisane bardziej szczegółowo poniżej. Wystarczy zmierzyć napięcia skuteczne na pinach 13 i 9 przy częstotliwościach 1 i 10 kHz. Powinny wynosić odpowiednio 1,2 i 1,6 V przy napięciu wejściowym 110 mV.
Sprawdź odpowiedź częstotliwościową detektora adaptacyjnego VChP, wykonanego na elementach C15, VD1, R23, VT7, R26, C19. Na wejście kanału rejestrującego przykładane jest napięcie 110 mV o częstotliwości 400 Hz. Zmierz stałe napięcie na emiterze VT7, które powinno odpowiadać 1 V. Zwiększ częstotliwość sygnału wejściowego do 7,9 kHz, napięcie na emiterze VT7 powinno być bliskie zeru. Przy dalszym wzroście częstotliwości (do 16 ... 20 kHz) napięcie spada do -1,2 ... -1,6 V. Jeżeli wyniki pomiarów nie zgadzają się z podanymi danymi, należy wybrać wartość kondensatora C15 w zakresie 390-910 pF. Następnie wyjścia GSP do modulatorów podłączamy tymczasowo do styków 1, 2 złącza X4 płytki rejestrującej. Kondensatory lutownicze C21, C21'. Włącz zasilanie karty nagrywającej i procesora graficznego. Wtyki filtra L2C20 są dostosowane do minimalnego napięcia VChP na kondensatorze C12 (zakres 1...2 V). Wyłączając zasilanie GPU i karty rejestrującej, przełącz wyjścia GPU na prawe (zgodnie ze schematem) płytki kondensatorów C23, C23.Ustaw kondensatory C21, C2G o wartości nominalnej 75 pF i napięciu na wyjściu generatora pomiarowego jest równa zeru. Po włączeniu zasilania jednostek należy podłączyć oscyloskop do kondensatora C22 przez dzielnik 1:10 i dostroić obwód L3C22 do częstotliwości 98,3 kHz przy napięciu maksymalnym za pomocą trymera L3. Jeżeli nie da się dostroić do rezonansu, należy wybrać kondensator C22. Przy dostrojeniu wahania napięcia na kondensatorze C22 wynoszą 80 ... 100 V. Następnie ustaw częstotliwość 16 kHz na generatorze pomiarowym i płynnie zwiększ jego napięcie wyjściowe od 0 do 110 mV. Wahania napięcia na kondensatorze C22 powinny spaść do 30 ... 40 V. Ważną operacją jest ustawienie optymalnego prądu polaryzacji dla małych sygnałów. Napięcie generatora jest ustawione na 11 mV, a oscylacje o częstotliwościach 1 i 10 kHz są rejestrowane naprzemiennie w jednym z kanałów dla różnych pojemności kondensatora C21 (22 ... 110 pF). Nagranie zostaje odtworzone i zaznaczona jest opcja, w której napięcia o częstotliwościach 1 i 10 kHz są takie same. Wartość C21 odpowiadająca tej opcji jest optymalna. Procedurę powtarza się dla drugiego kanału. Ostatnią operacją jest wyregulowanie czułości miernika poziomu nagrywania i ustawienie nominalnego prądu rejestracji. Rejestrowany jest sygnał o częstotliwości 1 kHz i wartości skutecznej na wejściu 110 mV dla różnych wartości rezystora R31. Jednocześnie górny zacisk rezystora R21 jest podłączony do wejścia licznika rejestrującego (najlepiej szczytowego). Wybierając rezystancję R21, uzyskaj odczyt licznika na poziomie 0 dB. Podczas odtwarzania zauważona jest opcja nagrywania, która zapewnia napięcie 550 mV na wyjściu kanału odtwarzania. Wartość rezystora R31 odpowiadająca tej opcji jest optymalna. Pasmo przenoszenia magnetofonu od końca do końca mierzone jest w zakresie 20 ... 20000 Hz dla różnych poziomów nagrywania: 0, -6, -12, -18 dB. Do pomiaru końcowej odpowiedzi częstotliwościowej magnetofonu zastosowaliśmy następującą technikę: generowanie sygnałów testowych, ich rejestrację i przetwarzanie przeprowadzono na komputerze PC. Sygnał testowy uformowano przy pomocy programu Cool Edit Pro 1.2. Sygnał testowy składał się z trzech części: dwie pierwsze części to sygnały tonowe o czasie trwania 1,5 każda, o częstotliwości 1 kHz i poziomach odpowiednio 5 i -30 dB. Trzecia część to sygnał o czasie trwania 20 s, o wykładniczo zmieniającej się częstotliwości w zakresie 20000...30 Hz. Aby wygenerować sygnał o wykładniczo zmieniającej się częstotliwości, zastosowano polecenie Generuj dźwięki z następującymi ustawieniami: Czas trwania 20 sekund, Ustawienia początkowe 20000 Hz, Ustawienia końcowe XNUMX Hz, Log Sweep, Smak sinusoidalny. Do kalibracji programu wizualizacji charakterystyki końcowej wykorzystywane są dwa impulsy tonalne o różnych poziomach. Aby uwzględnić nierówne pasmo przenoszenia zastosowanych kart dźwiękowych, sygnał testowy został skorygowany za pomocą 30-pasmowego korektora graficznego w programie Cool Edit Pro. Sygnał testowy był wyprowadzany z komputera PC za pośrednictwem karty dźwiękowej Creative SB 128. Sygnał testowy nagrany na taśmie magnetycznej był wprowadzany do komputera podczas odtwarzania za pomocą karty dźwiękowej YAMAHA YS-724. Nierównomierna charakterystyka częstotliwościowa urządzeń wejścia-wyjścia (bez magnetofonu), mierzona w zakresie częstotliwości 20...20000 Hz, nie przekraczała ±0,5 dB (po skorygowaniu w sygnale testowym odpowiedzi częstotliwościowej kart dźwiękowych). Następnie zarejestrowany plik poddano obróbce w celu określenia obwiedni sygnału i zarejestrowania wyników pomiarów w zwykłych współrzędnych wzdłuż obu osi. W tym celu napisano program do wizualizacji wyników pomiaru odpowiedzi częstotliwościowej w języku Delphi. Uproszczony schemat blokowy algorytmu działania programu pokazano na rys. 11. jedenaście.
Obwiednię sygnału testowego obliczono metodą średniej ruchomej. W tym celu na sygnale testowym wykonano następujące działania: obliczono moduł, następnie obliczono punkty wynikowej odpowiedzi częstotliwościowej poprzez uśrednienie danych w zadanym przedziale czasu. Czas uśredniania obwiedni zmienia się szybko w granicach 0,1...2 s. Typowe wartości przedziałów czasowych wynosiły 0,1...0,4 s. Program posiada prosty interfejs graficzny, który zapewnia możliwość dowolnego skalowania wyświetlanej odpowiedzi częstotliwościowej wzdłuż obu osi współrzędnych, zapisując wyniki obliczeń zarówno w formie graficznej, jak i w postaci tablicy. Program ten współpracuje również z sygnałami testowymi w postaci segmentów szumu wąskopasmowego (1/3 i 1/6 oktawy), połączonych bez przerw fazowych i obejmujących zakres 20...20000 Hz. Sygnały te wykorzystano do pomiaru odpowiedzi częstotliwościowej systemów akustycznych i mikrofonów na podstawie ciśnienia akustycznego. na ryc. 12-15 przedstawia charakterystykę amplitudowo-częstotliwościową kanału nagrywania-odtwarzania dla następujących przypadków: - standardowa metoda rejestracji (ze stałą korekcją wysokich częstotliwości i prądem polaryzacji) - rys. 12;
- metoda rejestracji z adaptacyjną korekcją wysokich częstotliwości (stały prąd polaryzacji) - ryc. 13;
- metoda rejestracji z adaptacją biasu (stała głębokość korekcji wysokich częstotliwości) - ryc. 14;
- rejestracja z adaptacją korekcji wysokiej częstotliwości i biasu - ryc. piętnaście
Wyłączenie adaptacji korekcji wysokiej częstotliwości odbywa się poprzez podłączenie kolektora VT3 do wspólnego przewodu, wyłączenie adaptacji VChP - poprzez lutowanie jednego z zacisków kondensatora C15 z płytki. Pomiary parametrów toru zapisu-odtwarzania przeprowadzono taśmą IEC-1 typu BASF Fe 1. poniżej -0 dB. W zakresie częstotliwości 8. ..3 kHz występuje alikwot wywołany uderzeniami 15. harmonicznej rejestrowanego sygnału i częstotliwością polaryzacji, o poziomie -24 dB (15,6%). Falistość odpowiedzi częstotliwościowej w zakresie częstotliwości 20...160 Hz (tzw. „wąż”) tłumaczy się współmiernością długości fali zapisu z wymiarami powierzchni roboczej zastosowanej głowicy [4]. Ponieważ kształt odpowiedzi częstotliwościowej poniżej 3 kHz jest praktycznie niezależny od poziomu rejestracji, wykresy na rys. 13-15 podane są w zakresie 2,5...20 kHz. Porównania metod rejestracji można dokonać według różnych kryteriów, wybraliśmy poziom powrotu taśmy magnetycznej w kanale przelotowym przy częstotliwościach 10 i 15 kHz. W tabeli. 1 pokazuje poziomy w dB dla czterech badanych metod.
Przy 10 kHz lepsza jest adaptacja wyłącznie HF niż adaptacja z korekcją wysokich częstotliwości, ale przy 15 kHz te metody adaptacji (indywidualnie) dają ten sam wynik (zwrot -16,5 dB). Łączne zastosowanie adaptacji korekcji HF i HF przy częstotliwości 15 kHz pozwala uzyskać zwrot -6 dB, czyli o 10,5 dB wyższy (!) niż przy zastosowaniu tych metod osobno. Nieliniowość magnetofonu oszacowano metodą różnicy tonów trzeciego rzędu [4]. Sygnał pomiarowy uformowano w programie Cool Edit Pro 1.2 jako sumę dwóch oscylacji harmonicznych: jednego o amplitudzie A i częstotliwości f1, drugiego o amplitudzie A/2 i częstotliwości f2, gdzie f2 = 2f1 - 500. Iloczyn nieliniowość toru zapisu magnetycznego (w skład którego oprócz części elektronicznej wchodzi także głowica uniwersalna i taśma magnetyczna) w postaci kombinacji tonu różnicowego o częstotliwości 500 Hz zmierzono analizatorem widma na wyjściu przetwornika lewy kanał odtwarzania. W tym celu sygnał został wprowadzony do komputera i poddany analizie programem Audio Tester 1.4 (tryb analizatora widma). Krzywą tolerancji mierzono zmieniając częstotliwości sygnału testowego i utrzymując stały poziom tonów różnicowych. Ten ostatni wybrano jako 2,5% (-32 dB) nominalnego poziomu wyjściowego (550 mV). Naturalnie wraz ze wzrostem częstotliwości f1, f2 sygnału testowego zmniejszają się amplitudy jego składowych (A i A/2). Wyniki pomiarów podano w tabeli. 2 dla częstotliwości składowych i sygnału testowego międzyszczytowego na wyjściu wzmacniacza rejestrującego (w woltach i dB w odniesieniu do nominalnego napięcia międzyszczytowego wynoszącego 3,4 V).
W [4] zauważono, że dla „dobrych” kanałów nagrywająco-odtwarzających nachylenie krzywej nie przekracza 15 dB przy prędkości taśmy 19 cm/s przy najwyższej częstotliwości z tego zakresu. Korzystając z adaptacji odchylenia i głębokości korekcji wysokich częstotliwości podczas nagrywania, zanik ten wyniósł zaledwie 3,2 dB przy prędkości taśmy 4,76 cm/s (!). Należy zaznaczyć, że w artykule opisano magnetofon z głębszą regulacją prądu polaryzacji (do 10 dB) niż w znanych układach polaryzacji dynamicznej (4...6 dB) i regulacji dynamicznej (2,6 dB) [1 ] Subiektywna ocena jakości dźwięku fonogramów zarejestrowanych na tym magnetofonie z płyt CD wykazała dużą przeciążalność toru. Maksymalne poziomy nagrywania mierzone wskaźnikiem szczytowym (τint = 1 ms, τrep = 350 ms) osiągnęły +6 dB bez zauważalnych zniekształceń. Do nagrań wykorzystano ścieżki dźwiękowe z ostrymi bitami, talerzami i potężną linią basu. Nagrany fonogram ma niezniekształcony „bas”, nie traci jasności i soczystości, różniąc się od oryginału jedynie pojawieniem się w przerwach niewielkiego szumu taśmy (nieważony stosunek sygnału do szumu 52...54 dB). Aby wytłumić szum czterokanałowych fonogramów nagranych na magnetofonie kasetowym, po wprowadzeniu ich do komputera wykorzystano program Cool Edit Pro. Tłumienie hałasu w każdym kanale odbywa się dwuetapowo: w pierwszym etapie określa się „profil szumu” jako informację statystyczną niezbędną do optymalizacji tłumika szumu; z drugiej – w przetworzonym fonogramie faktycznie następuje tłumienie składników szumu. Typowe ustawienia wysokiej jakości blokady szumów to: Migawki w profilu: 300; Rozmiar FFT: 4096; Współczynnik precyzji: 7 Ilość wygładzająca: 1.25 Szerokość przejścia: 3. Typowa poprawa sygnału do szumu wynosi 15...20 dB. W przypadku regularnych zakłóceń poprawa może osiągnąć 40...50 dB. literatura
Autorzy: A.Filatov, K.Filatov, Taganrog, obwód rostowski.
Maszyna do przerzedzania kwiatów w ogrodach
02.05.2024 Zaawansowany mikroskop na podczerwień
02.05.2024 Pułapka powietrzna na owady
01.05.2024
▪ Akyumen Holofone: phablet z wbudowanym mini projektorem ▪ Uzyskano relatywistyczny dżet o silnym polu magnetycznym
▪ sekcja serwisu Regulatory mocy, termometry, stabilizatory ciepła. Wybór artykułu ▪ artykuł Epiktet. Słynne aforyzmy ▪ artykuł Węzeł Bosmana. Wskazówki podróżnicze
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony