|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYKLOPEDIA RADIOELEKTRONIKI I INŻYNIERII ELEKTRYCZNEJ Przełączanie stabilizatorów obniżających. Dane referencyjne
Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Materiały referencyjne W artykule przedstawionym naszym czytelnikom opisano dwa impulsowe stabilizatory obniżające: na elementach dyskretnych i na specjalistycznym mikroukładzie. Pierwsze urządzenie przeznaczone jest do zasilania urządzeń samochodowych napięciem 12 V do 24-woltowej sieci pokładowej samochodów ciężarowych i autobusów. Drugie urządzenie stanowi podstawę zasilacza laboratoryjnego. Przełączalne stabilizatory napięcia (obniżające, podwyższające i odwracające) zajmują szczególne miejsce w historii rozwoju energoelektroniki. Jeszcze nie tak dawno każde źródło prądu o mocy wyjściowej powyżej 50 W posiadało stabilizator przełączający obniżający napięcie. Obecnie zakres stosowania takich urządzeń zmniejszył się ze względu na obniżenie kosztów zasilaczy z wejściem beztransformatorowym. Niemniej jednak zastosowanie pulsacyjnych stabilizatorów obniżających napięcie w niektórych przypadkach okazuje się bardziej opłacalne ekonomicznie niż jakiekolwiek inne przetwornice napięcia stałego. Schemat funkcjonalny stabilizatora przełączającego obniżającego napięcie pokazano na ryc. 1, natomiast schematy czasowe wyjaśniające jego działanie w trybie prądu ciągłego cewki L znajdują się na ryc. 2. Podczas tony przełącznik elektroniczny S jest zamknięty i prąd przepływa przez obwód: dodatni zacisk kondensatora Cw, rezystancyjny czujnik prądu Rdt, dławik magazynujący L, kondensator Cw, obciążenie, zacisk ujemny kondensatora Cw. Na tym etapie prąd cewki lL jest równy prądowi komutatora elektronicznego S i rośnie niemal liniowo od lLmin do lLmax.
Na podstawie sygnału niedopasowania z węzła porównawczego lub sygnału przeciążenia z czujnika prądu lub kombinacji obu, generator przełącza przełącznik elektroniczny S w stan otwarty. Ponieważ prąd płynący przez cewkę indukcyjną L nie może się natychmiast zmienić, pod wpływem samoindukcji emf dioda VD otworzy się i prąd lL popłynie wzdłuż obwodu: katoda diody VD, cewka indukcyjna L, kondensator СВХ, obciążenie, anoda diody VD. Podczas tlKl, gdy komutator elektroniczny S jest otwarty, prąd cewki indukcyjnej lL pokrywa się z prądem diody VD i maleje liniowo od lLmax do lL min. W okresie T kondensator Cout przyjmuje i uwalnia przyrost ładunku ΔQout. odpowiadający zacienionemu obszarowi na wykresie czasowym prądu lL [1]. Przyrost ten określa amplitudę tętnienia napięcia ΔUCout na kondensatorze Cout i na obciążeniu. Gdy wyłącznik elektroniczny jest zamknięty, dioda zamyka się. Procesowi temu towarzyszy gwałtowny wzrost prądu komutatora do wartości Ismax ze względu na to, że rezystancja obwodu – czujnik prądu, zamknięty komutator, dioda odzysku – jest bardzo mała. Aby ograniczyć straty dynamiczne, należy stosować diody o krótkim czasie powrotu do normy. Ponadto diody regulatorów buck muszą wytrzymywać wysoki prąd wsteczny. Wraz z przywróceniem właściwości zamykających diody rozpoczyna się kolejny okres konwersji. Jeśli przełączający regulator buck działa przy niskim prądzie obciążenia, może przełączyć się w tryb przerywanego prądu cewki indukcyjnej. W tym przypadku prąd cewki zatrzymuje się w momencie zamknięcia wyłącznika, a jego narastanie rozpoczyna się od zera. Tryb prądu przerywanego jest niepożądany, gdy prąd obciążenia jest zbliżony do prądu znamionowego, ponieważ w tym przypadku występuje zwiększone tętnienie napięcia wyjściowego. Najbardziej optymalną sytuacją jest praca stabilizatora w trybie prądu ciągłego cewki przy maksymalnym obciążeniu oraz w trybie prądu przerywanego przy zmniejszeniu obciążenia do 10...20% wartości znamionowej. Regulacja napięcia wyjściowego odbywa się poprzez zmianę stosunku czasu zwarcia wyłącznika do okresu powtarzania impulsu. W takim przypadku, w zależności od konstrukcji obwodu, możliwe są różne opcje realizacji sposobu sterowania. W urządzeniach z regulacją przekaźnikową przejście ze stanu włączenia przełącznika do stanu wyłączenia określa węzeł porównawczy. Gdy napięcie wyjściowe jest większe od napięcia ustawionego, przełącznik zostaje wyłączony i odwrotnie. Jeśli ustalisz okres powtarzania impulsów, napięcie wyjściowe można regulować, zmieniając czas trwania stanu włączenia przełącznika. Czasami stosuje się metody, w których rejestrowany jest czas zamknięcia lub czas otwarcia przełącznika. W każdym sposobie sterowania konieczne jest ograniczenie prądu cewki indukcyjnej w stanie zamkniętym rozłącznika w celu zabezpieczenia przed przeciążeniem wyjścia. Do tych celów stosuje się czujnik rezystancyjny lub impulsowy przekładnik prądowy. Wybierzemy główne elementy stabilizatora obniżającego impuls i obliczymy ich tryby na konkretnym przykładzie. Wszystkie zależności stosowane w tym przypadku uzyskano na podstawie analizy diagramu funkcjonalnego i diagramów czasowych, a za podstawę przyjęto metodologię [1]. Niech będzie konieczne obliczenie impulsowego stabilizatora obniżającego o następujących parametrach: UBX=18...32 V, Ulx=12B, Iout=5A. 1. Na podstawie porównania parametrów początkowych oraz maksymalnych dopuszczalnych wartości prądu i napięcia szeregu mocnych tranzystorów i diod, najpierw wybieramy bipolarny tranzystor kompozytowy KT853G (przełącznik elektroniczny S) i diodę KD2997V (VD) [2, 3]. 2. Oblicz minimalne i maksymalne współczynniki wypełnienia: γmin=t i min /Tmin=(UBыX+Upr)/(UBX max+Uson - URдТ+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42; γmax = t i max /Tmax = (UBx+Upp)/(UBx min - Usbcl -URdt+Upp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78, gdzie Upp=0,8 V to spadek napięcia w kierunku przewodzenia na diodzie VD, uzyskany z gałęzi przewodzenia charakterystyki prądowo-napięciowej dla prądu równego Iout w najgorszym przypadku; Usbcl = 2 V - napięcie nasycenia tranzystora KT853G, pełniącego funkcję przełącznika S, o współczynniku przenikania prądu w trybie nasycenia h21e = 250; URdT = 0,3 V - spadek napięcia na czujniku prądu przy znamionowym prądzie obciążenia. 3. Wybierz maksymalną i minimalną częstotliwość konwersji. Ta pozycja jest wykonywana, jeśli okres powtarzania impulsów nie jest stały. Wybieramy metodę sterowania ze stałym czasem trwania stanu otwartego przełącznika elektronicznego. W tym przypadku spełniony jest warunek: t=( 1 - γmax)/fmin = ( 1 -γmin)/fmax=const. Ponieważ przełącznik wykonany jest na tranzystorze KT853G, który ma słabą charakterystykę dynamiczną, maksymalną częstotliwość przetwarzania wybierzemy stosunkowo niską: fmax = 25 kHz. Następnie minimalną częstotliwość konwersji można zdefiniować jako fmin=fmax( 1 - γmax)/(1 - γmin) =25 103]( 1 - 0,78)/(1-0,42)=9,48 kHz. 4. Oblicz straty mocy na przełączniku. Straty statyczne określa się na podstawie wartości skutecznej prądu płynącego przez wyłącznik. Ponieważ bieżący kształt jest trapezowy, wówczas Is = Iout Straty dynamiczne na przełączniku Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn), gdzie Ismax jest amplitudą prądu przełączania spowodowaną odwrotnym odzyskiem diody VD. Biorąc lSmax=2lBыX, otrzymujemy Рsdin=0fmax UBX max Iout( 5tф+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) =6 W, gdzie tf=8,12·0,78-10 s to czas trwania impulsu prądu przez przełącznik, tcn=6·2-10 s to czas trwania zaniku. Całkowite straty na przełączniku wynoszą: Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W. Jeżeli w wyłączniku przeważały straty statyczne, obliczenia należy przeprowadzić dla minimalnego napięcia wejściowego, gdy prąd cewki indukcyjnej jest maksymalny. W przypadkach, gdy trudno przewidzieć, jaki rodzaj strat będzie przeważał, wyznacza się je zarówno przy minimalnym, jak i maksymalnym napięciu wejściowym. 5. Obliczamy straty mocy na diodzie. Ponieważ kształt prądu płynącego przez diodę jest również trapezem, jego wartość efektywną definiujemy jako Straty statyczne na diodzie PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07 W. Straty dynamiczne diody wynikają głównie ze strat podczas odzyskiwania zwrotnego: РVDdin=0,5fmax·lsmaxvUBx max·toB·fmax·lBыx·Uвх max ·toв·25-103 -5-32·0,2·10-6=0,8 W , gdzie tOB=0,2-1C-6 s jest czasem powrotu diody do stanu poprzedniego. Całkowite straty na diodzie wyniosą: PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W. 6. Wybierz radiator. Główną cechą radiatora jest jego opór cieplny, który definiuje się jako stosunek różnicy temperatur pomiędzy otoczeniem i powierzchnią radiatora do mocy przez niego wydzielanej: Rg=ΔТ/Рrass. W naszym przypadku tranzystor przełączający i diodę należy przymocować do tego samego radiatora za pomocą przekładek izolacyjnych. Aby nie brać pod uwagę oporów cieplnych uszczelek i nie komplikować obliczeń, wybieramy niską temperaturę powierzchni, około 70°C. Następnie w temperaturze otoczenia 40°C ΔT = 70-40 = 30°C. Opór cieplny radiatora w naszym przypadku wynosi Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°C/W. Opór cieplny dla naturalnego chłodzenia jest zwykle podany w danych referencyjnych radiatora. Aby zmniejszyć rozmiar i wagę urządzenia, można zastosować wymuszone chłodzenie za pomocą wentylatora. 7. Oblicz parametry przepustnicy. Obliczmy indukcyjność cewki indukcyjnej: L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBх)γmin /[2Iвx fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25·103 ( 1,25-1)]=118,94 µH. Jako materiał na obwód magnetyczny wybieramy prasowany Mo-permalloy MP 140 [4]. Zmienna składowa pola magnetycznego w rdzeniu magnetycznym jest w naszym przypadku taka, że straty histerezy nie są czynnikiem ograniczającym. Dlatego też maksymalną indukcję można wybrać w liniowym przekroju krzywej namagnesowania w pobliżu punktu przegięcia. Praca na zakrzywionym odcinku jest niepożądana, ponieważ w tym przypadku przenikalność magnetyczna materiału będzie mniejsza niż początkowa. To z kolei spowoduje zmniejszenie indukcyjności wraz ze wzrostem prądu cewki indukcyjnej. Wybieramy maksymalną indukcję Bm równą 0,5 T i obliczamy objętość obwodu magnetycznego: Vp=μμ0 L(αIвx)2/Bm2=140 4π 10-7 118,94 10-6(1,25-5)20,52, 3,27=3 cm140 , gdzie μ=140 jest początkową przenikalnością magnetyczną materiału MP0; μ4=10π·7-XNUMX H/m - stała magnetyczna. Na podstawie obliczonej objętości wybieramy obwód magnetyczny. Ze względu na cechy konstrukcyjne obwód magnetyczny permalloy MP140 jest zwykle wykonany na dwóch złożonych pierścieniach. W naszym przypadku odpowiednie są pierścienie KP24x13x7. Pole przekroju poprzecznego rdzenia magnetycznego wynosi Sc=20,352 =0,7 cm2, a średnia długość linii magnetycznej wynosi λс=5,48 cm Objętość wybranego rdzenia magnetycznego wynosi: VC=SC· λс=0,7 5,48 =3,86 cm3>Vp. Oblicz liczbę zwojów: Średnicę drutu z izolacją określimy w oparciu o fakt, że uzwojenie należy ułożyć w jednej warstwie, obracając je wzdłuż wewnętrznego obwodu obwodu magnetycznego: di=πdKk3/w=π·13-0,8/23= 1,42 mm, gdzie dK=13 mm – średnica wewnętrzna obwodu magnetycznego; k3=0,8 - współczynnik wypełnienia okna obwodu magnetycznego uzwojeniem. Dobieramy drut PETV-2 o średnicy 1,32 mm. Przed nawinięciem drutu obwód magnetyczny należy zaizolować w jednej warstwie folią PET-E o grubości 20 mikronów i szerokości 6...7 mm. 8. Oblicz pojemność kondensatora wyjściowego: CBыx=(UBX max-UsBkl - URdt) γmin/[8 ΔUCBыx L fmax2]=(32-2-0,3) 0,42/ [8 0,01 ·118,94-·10-6(25 ·103)2]=1250 µF, gdzie ΔUСвх=0,01 V to zakres tętnienia na kondensatorze wyjściowym. Powyższy wzór nie uwzględnia wpływu wewnętrznej, szeregowej rezystancji kondensatora na tętnienie. Biorąc to pod uwagę, a także 20% tolerancję pojemności kondensatorów tlenkowych, wybieramy dwa kondensatory K50-35 na napięcie znamionowe 40 V i pojemność 1000 μF każdy. Wybór kondensatorów o podwyższonym napięciu znamionowym wynika z faktu, że wraz ze wzrostem tego parametru maleje rezystancja szeregowa kondensatorów. Schemat opracowany na podstawie wyników uzyskanych podczas obliczeń pokazano na ryc. 3.
Przyjrzyjmy się bliżej działaniu stabilizatora. W stanie otwartym przełącznika elektronicznego - tranzystora VT5 - na rezystorze R14 (czujnik prądu) powstaje napięcie piłokształtne. Kiedy osiągnie określoną wartość, tranzystor VT3 otworzy się, co z kolei otworzy tranzystor VT2 i rozładuje kondensator C3. W takim przypadku tranzystory VT1 i VT5 zamkną się, a dioda przełączająca VD3 otworzy się. Wcześniej otwarte tranzystory VT3 i VT2 zamkną się, ale tranzystor VT1 nie otworzy się, dopóki napięcie na kondensatorze C3 nie osiągnie poziomu progowego odpowiadającego jego napięciu otwarcia. W ten sposób powstanie przedział czasu, podczas którego tranzystor przełączający VT5 zostanie zamknięty (około 30 μs). Pod koniec tego okresu tranzystory VT1 i VT5 otworzą się i proces powtórzy się ponownie. Rezystor R10 i kondensator C4 tworzą filtr, który tłumi skok napięcia u podstawy tranzystora VT3 z powodu odwrotnego odzyskiwania diody VD3. W przypadku tranzystora krzemowego VT3 napięcie baza-emiter, przy którym przechodzi w tryb aktywny, wynosi około 0,6 V. W tym przypadku na czujniku prądu R14 rozpraszana jest stosunkowo duża moc. Aby zmniejszyć napięcie na czujniku prądu, przy którym otwiera się tranzystor VT3, do jego podstawy dostarczane jest stałe napięcie polaryzacji około 0,2 V przez obwód VD2R7R8R10. Napięcie proporcjonalne do napięcia wyjściowego podawane jest na bazę tranzystora VT4 z dzielnika, którego górne ramię tworzą rezystory R15, R12, a dolne ramię rezystor R13. Obwód HL1R9 generuje napięcie odniesienia równe sumie spadku napięcia w kierunku przewodzenia na diodzie LED i złączu emitera tranzystora VT4. W naszym przypadku napięcie odniesienia wynosi 2,2 V. Sygnał niedopasowania jest równy różnicy między napięciem na bazie tranzystora VT4 a napięciem odniesienia. Napięcie wyjściowe stabilizuje się poprzez zsumowanie sygnału niedopasowania wzmocnionego przez tranzystor VT4 z napięciem opartym na tranzystorze VT3. Załóżmy, że napięcie wyjściowe wzrosło. Wtedy napięcie na bazie tranzystora VT4 będzie większe niż przykładowe. Tranzystor VT4 otworzy się nieznacznie i przesunie napięcie u podstawy tranzystora VT3, tak że również zacznie się otwierać. W rezultacie tranzystor VT3 otworzy się przy niższym poziomie napięcia piłokształtnego na rezystorze R14, co doprowadzi do skrócenia przedziału czasu, w którym tranzystor przełączający będzie otwarty. Następnie napięcie wyjściowe spadnie. Jeżeli napięcie wyjściowe maleje, proces regulacji będzie podobny, ale zachodzi w odwrotnej kolejności i prowadzi do wydłużenia czasu otwarcia rozłącznika. Ponieważ prąd rezystora R14 jest bezpośrednio zaangażowany w tworzenie czasu stanu otwartego tranzystora VT5, tutaj oprócz zwykłego sprzężenia zwrotnego napięcia wyjściowego występuje sprzężenie zwrotne prądu. Pozwala to na stabilizację napięcia wyjściowego bez obciążenia i zapewnia szybką reakcję na nagłe zmiany prądu na wyjściu urządzenia. W przypadku zwarcia obciążenia lub przeciążenia stabilizator przechodzi w tryb ograniczania prądu. Napięcie wyjściowe zaczyna spadać przy prądzie 5,5...6 A, a prąd obwodu wynosi około 8 A. W tych trybach czas załączenia tranzystora przełączającego zostaje skrócony do minimum, co zmniejsza moc rozpraszaną na tym. Jeśli stabilizator ulegnie awarii, spowodowanej awarią jednego z elementów (na przykład awarią tranzystora VT5), napięcie na wyjściu wzrasta. W takim przypadku obciążenie może się nie powieść. Aby zapobiec sytuacjom awaryjnym, konwerter jest wyposażony w jednostkę zabezpieczającą, która składa się z tyrystora VS1, diody Zenera VD1, rezystora R1 i kondensatora C1. Kiedy napięcie wyjściowe przekroczy napięcie stabilizacji diody Zenera VD1, zaczyna przez nią przepływać prąd, który włącza tyrystor VS1. Jego włączenie powoduje spadek napięcia wyjściowego prawie do zera i przepalenie bezpiecznika FU1. Urządzenie przeznaczone jest do zasilania sprzętu audio o napięciu 12 V, przeznaczonego głównie do pojazdów osobowych, z sieci pokładowej samochodów ciężarowych i autobusów napięciem 24 V. Z uwagi na to, że napięcie wejściowe w tym przypadku charakteryzuje się niskimi tętnieniami poziomie, kondensator C2 ma stosunkowo małą pojemność. Niewystarczające jest zasilanie stabilizatora bezpośrednio z transformatora sieciowego z prostownikiem. W takim przypadku prostownik powinien być wyposażony w kondensator o pojemności co najmniej 2200 μF dla odpowiedniego napięcia. Transformator musi mieć całkowitą moc 80...100 W. W stabilizatorze zastosowano kondensatory tlenkowe K50-35 (C2, C5, C6). Kondensator C3 to kondensator foliowy K73-9, K73-17 itp. o odpowiednich rozmiarach, C4 to ceramika o niskiej indukcyjności własnej, na przykład K10-176. Wszystkie rezystory, z wyjątkiem R14, to C2-23 o odpowiedniej mocy. Rezystor R14 jest wykonany z kawałka drutu konstantanowego PEK 60 o długości 0,8 mm i rezystancji liniowej około 1 oma/m. Rysunek płytki drukowanej wykonanej z jednostronnie powlekanego folią włókna szklanego pokazano na ryc. 4.
Dioda VD3, tranzystor VD5 i tyrystor VS1 są przymocowane do radiatora za pomocą izolacyjnej podkładki przewodzącej ciepło za pomocą tulei z tworzywa sztucznego. Płytka jest również podłączona do tego samego radiatora. Wygląd zmontowanego urządzenia pokazano na ryc. 5.
Obecnie rozwój przełączanych stabilizatorów stał się znacznie łatwiejszy. Dostępne stały się układy scalone zawierające wszystkie niezbędne komponenty (w tym za odpowiednią cenę). Ponadto producenci urządzeń półprzewodnikowych zaczęli dołączać do swoich produktów dużą ilość informacji aplikacyjnych zawierających typowe układy połączeń, które w zdecydowanej większości zadowalają konsumenta. Eliminuje to praktycznie etapy wstępnych obliczeń i prototypowania z rozwoju. Przykładem tego jest mikroukład KR1155EU2 [5]. Składa się z przełącznika, czujnika prądu, źródła napięcia odniesienia (5,1 V ± 2%), tyrystorowej jednostki sterującej do ochrony przed przepięciem obciążenia, modułu miękkiego startu, modułu resetowania urządzeń zewnętrznych, modułu zdalnego sterowania wyłączenie i zabezpieczenie chipów przed przegrzaniem. Rozważ zasilacz laboratoryjny opracowany na podstawie KR1155EU2. Технические характеристики
Schemat urządzenia pokazano na ryc. 6. Niewiele różni się od standardowego schematu połączeń, a oznaczenia położenia elementów są takie same. Realizowany jest tu sposób sterowania ze stałym okresem powtarzania impulsów, czyli sterowanie szerokością impulsu.
Kondensator C1 jest filtrem wejściowym. Posiada większą pojemność niż wskazana na typowym schemacie połączeń, co wynika ze stosunkowo dużego poboru prądu. Rezystory R1 i R2 kontrolują poziom zabezpieczenia prądowego. Maksymalna rezystancja całkowita odpowiada maksymalnemu prądowi działania zabezpieczenia, a minimalna rezystancja odpowiada prądowi minimalnemu. Za pomocą kondensatora C4 stabilizator uruchamia się płynnie. Dodatkowo jego pojemność określa czas ponownego uruchomienia po przekroczeniu aktualnego progu ochrony. Rezystor R5 i kondensatory C5, C6 są elementami kompensacji częstotliwości wzmacniacza błędu wewnętrznego. Kondensator C3 i rezystor R3 określają częstotliwość nośną przetwornika szerokości impulsu. Kondensator C2 ustala czas pomiędzy gwałtownym spadkiem napięcia wyjściowego (spowodowanym przyczynami zewnętrznymi, np. krótkotrwałym przeciążeniem wyjścia) a przejściem sygnału RESO (pin 14 DA1) do stanu odpowiadającego normalnej pracy, gdy tranzystor podłączony pomiędzy pinami RESO i GND wewnątrz mikroukładu zamyka się. Rezystor R6 zapewnia obciążenie otwartego kolektora tego tranzystora. Jeśli planujesz wykorzystać sygnał RESO i powiązać go z napięciem innym niż napięcie wyjściowe stabilizatora, to rezystor R6 nie jest instalowany, a obciążenie otwartego kolektora jest podłączone wewnątrz odbiornika sygnału RESO. Rezystor R4 zapewnia potencjał zerowy na wejściu INHI (pin 6 DA1), co odpowiada normalnej pracy mikroukładu. Stabilizator można wyłączyć zewnętrznym sygnałem o wysokim TTL. Zastosowanie diody KD636AS (jej całkowity dopuszczalny prąd znacznie przekracza wymagany w tym stabilizatorze) pozwala zwiększyć wydajność o 3 ... 5% przy niewielkim wzroście kosztu urządzenia. Prowadzi to do obniżenia temperatury radiatora, a co za tym idzie do zmniejszenia jego wymiarów i wagi. Do regulacji napięcia wyjściowego służą rezystory R7 i R8. Gdy suwak rezystora R7 znajduje się w dolnym położeniu zgodnie z obwodem, napięcie wyjściowe jest minimalne i równe odpowiednio napięciu odniesienia mikroukładu DA1, gdy w górnym położeniu napięcie wyjściowe jest maksymalne. SCR VS1 jest otwierany sygnałem CBO (pin 15 DA1), jeśli napięcie na wejściu CBI (pin 1 DA1) przekracza wewnętrzną wartość odniesienia układu DA1 o około 20%. Chroni to obciążenie przed nadmiernym napięciem na wyjściu. Wszystkie kondensatory tlenkowe to K50-35, z wyjątkiem C1 - K50-53. Kondensator C6 to ceramiczny K10-176, reszta to folia (K73-9, K73-17 itp.). Wszystkie stałe rezystory to C2-23. Rezystory zmienne R2 i R7 - SPZ-4aM o mocy 0,25 W. Montuje się je na płycie za pomocą wsporników. Cewka indukcyjna L1 jest nawinięta na dwa rdzenie magnetyczne z pierścieniem zagiętym K20x 12x6,5 wykonane z permalloyu MP140. Uzwojenie zawiera 42 zwoje drutu PETV-2 1,12, nawinięte w dwóch warstwach: pierwsza - 27-28 zwojów, druga - reszta. Stabilizator montowany jest na płycie wykonanej z jednostronnie powlekanego folią włókna szklanego. Rysunek płytki pokazano na ryc. 7.
Mikroukład, dioda i tyrystor są zamontowane na jednym radiatorze. W takim przypadku w większości przypadków mikroukład nie musi być izolowany od powierzchni radiatora, ponieważ jego kołnierz jest podłączony do styku 8 (GND). Dioda i tyrystor muszą być odizolowane. Radiator dobiera się na podstawie strat mocy około 15...20 W i przegrzania 30°C. Możesz zmniejszyć rozmiar i wagę radiatora, używając wentylatora (jeśli to możliwe). Szczególną uwagę należy zwrócić na transformator sieciowy i prostownik. Transformator jest zaprojektowany na moc wyjściową co najmniej 150 W i napięcie wyjściowe w obwodzie otwartym około 33 V. Przy maksymalnym obciążeniu dopuszczalne jest obniżenie napięcia wyjściowego o nie więcej niż 1,5 V w stosunku do napięcia w obwodzie otwartym . Prostownik dobiera się na prąd 3,5...2 A przy całkowitym spadku napięcia na jego diodach nie większym niż XNUMX V. Prostownik (w przypadku konstrukcji monolitycznej) lub pojedyncze diody można zamontować na tym samym grzaniu zlew jako stabilizator. Konwerter impulsów może być dobrą alternatywą dla transformatora sieciowego i prostownika. Analizując oba testowane urządzenia, widać różnice między nimi. Oczywiście pierwszy stabilizator jest tańszy niż drugi. Co więcej, sposoby na dalsze obniżenie kosztów tego pierwszego są bardzo oczywiste (wymiana diody KD2997V na KD213V z niewielkim pogorszeniem wydajności i drogi permaploid z tanim ferrytowym rdzeniem magnetycznym). W drugim urządzeniu KD213V (podobnie jak KD2997V) nie będą już odpowiednie ze względu na bezwładność, a wymiana rdzenia magnetycznego nie doprowadzi do zauważalnego obniżenia kosztów. Części do pierwszego stabilizatora można znaleźć na pulpicie każdego radioamatora, czego nie można powiedzieć o drugim. Jednakże pierwsze urządzenie wymaga dłuższego czasu w fazie projektowania. Poza tym posiada większą ilość elementów przy mniejszej funkcjonalności. literatura
Autor: Yu.Semenov, Rostów nad Donem
Sztuczna skóra do emulacji dotyku
15.04.2024 Żwirek dla kota Petgugu Global
15.04.2024 Atrakcyjność troskliwych mężczyzn
14.04.2024
▪ Pomidory muszą dojrzewać na krzaku ▪ Angielski staje się łatwiejszy ▪ Roboty Jeż do eksploracji satelitów i asteroid
▪ sekcja witryny Spektakularne sztuczki i ich wskazówki. Wybór artykułów ▪ artykuł Puskach - mikrosilnik. Wskazówki dla modelarza ▪ artykuł Konserwacja komór fermentacyjnych. Standardowe instrukcje dotyczące ochrony pracy ▪ artykuł System zarządzania silnikiem Styczeń-4. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki
Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn
www.diagram.com.ua |
gdzie α=lLmax /llx=1,25 jest stosunkiem maksymalnego prądu cewki do prądu wyjściowego. Współczynnik a dobiera się w zakresie 1,2...1,6. Straty statyczne przełącznika PSctat=lsUSBKn=3,27-2=6,54 W.
Bierzemy liczbę zwojów równą 23.
Zobacz inne artykuły Sekcja 
Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:
Wszystkie języki tej strony