Regulatory szerokości impulsów serii KR1156EU2 i KR1156EUZ. Dane referencyjne

Encyklopedia radioelektroniki i elektrotechniki / Materiały referencyjne

 Komentarze do artykułu

Mikroukłady serii KR1156EU2, KR1156EU3 przeznaczone są do sterowania przełączającymi zasilaczami wtórnymi pracującymi z częstotliwością do 1 MHz. Najbliższe analogi tych mikroukładów to odpowiednio UC3825 i UC3823 (Unitrode). Najbliższym krajowym odpowiednikiem jest KR1114EU4. Mikroukłady produkowane są w technologii epitaksjalnej planarnej z izolacją złącza p-n. Są one zapakowane w szesnastopinową plastikową obudowę 2103.16-3 (ryc. 1). Waga urządzenia - nie więcej niż 1,2 g

Sterowniki przeznaczone są do pracy w urządzeniach z regulacją szerokości impulsu (PW) oraz sprzężeniem zwrotnym napięciowym i prądowym. Opóźnienie propagacji sygnału przez sterownik nie przekracza 50 ns. Układ scalony zawiera szerokopasmowy wzmacniacz błędu o szybkości narastania co najmniej 12 V/µs i jest kompatybilny z systemami wyprzedzającego napięcia wejściowego.

Na wyjściu sterowników znajdują się przełączniki półmostkowe na prąd do 1,5 A (piny 11 i 14), które umożliwiają sterowanie mocnymi tranzystorami o strukturze MOS (w trybie push-pull - KR1156EU2, w trybie single- tryb cykliczny - KR1156EUZ).

Kontrolery zawierają szereg urządzeń i systemów, które mogą znacznie rozszerzyć zakres. Należą do nich zatrzask SHI (więcej o tym poniżej), ogranicznik prądu w każdym okresie, węzeł zapewniający płynny start sterownika, ogranicznik maksymalnego czasu trwania impulsów wyjściowych, źródło napięcia odniesienia 5,1 V. Dodatkowo, zabezpieczenie przed obniżonym napięciem zasilania, które posiada „histerezę”, możliwość synchronizacji i wyłączenia sterownika z sygnałami zewnętrznymi. W stanie „Wyłączony” mikroukład pobiera prąd nie większy niż 1 mA.

Pinout mikroukładów (w nawiasach oznaczenie wyjścia na warunkowym obrazie graficznym): pin. 1 - wejście odwracające jednostki organizacyjnej; szpilka. 2 - nieodwracające wejście systemu operacyjnego; szpilka. 3 (0ea) - wyjście wzmacniacza operacyjnego, odwracające wejście komparatora SHI; szpilka. 4 (Syn) - wejście/wyjście sygnału synchronizacji; szpilka. 5 (Rt) - wyjście do podłączenia rezystora* obwodu czasowego; szpilka. 6 (Ct) - zacisk do podłączenia kondensatora* obwodu czasowego; szpilka. 7 (Rampa) - wejście nieodwracające komparatora SHI; szpilka. 8 (Cs) - wyjście do podłączenia kondensatora modułu miękkiego startu; szpilka. 9 (Stop) - sygnał wejściowy ograniczający prąd lub wyłączający mikroukład; szpilka. 10 (Com) - wyjście wspólne, moc wyjściowa ujemna; szpilka. 11 (A) - wyjście pierwszego półmostkowego wzmacniacza prądowego; szpilka. 12 (Em) - emiter tranzystorów wzmacniacza prądu; szpilka. 13 (Kol) - kolektor tranzystorów wzmacniacza prądu; szpilka. 14 (B) - wyjście drugiego półmostkowego wzmacniacza prądowego; szpilka. 15 (+U) - dodatnia moc wyjściowa; szpilka. 16 (Uref) - wyjście źródła napięcia odniesienia.

Schemat funkcjonalny mikrokontrolera KR1156EU2 pokazano na ryc. 2. Ponieważ mikroukłady KR1156EU2 i KR1156EUZ mają wiele podobieństw, w dalszej części tekstu, jeśli nie zaznaczono inaczej, opis będzie odnosił się do obu.

Sterownik zawiera generator napięcia piłokształtnego G1, źródło napięcia polaryzacji 2 V G1,25, wzmacniacz operacyjny z kontrolowanym błędem szerokopasmowym DA1, komparator SI DA5, zatrzask wyzwalacza DD3, inwerter fazy na wyzwalaczach DD5, DD6, wzmacniacze prądu wyjściowego DA7, DA8 z logiką DD7, DD8, moduł miękkiego startu (tranzystory VT1, VT2, źródło prądowe G3), ogranicznik prądu obciążenia komparatora DA2 z mikroukładowym modułem wyłączającym (DA3, DD2), blokadą podnapięciową DA4, przykładowe źródło napięcia G4 z jednostką sterującą to napięcie (DA6).

Funkcje ochronne sterownika realizuje komparator ograniczający prąd obciążenia DA2 o napięciu progowym 1 V, komparator wyłączający chip DA3 o napięciu progowym 1,4 V oraz układ miękkiego startu, który dodatkowo może ograniczać maksymalny czas trwania impulsu wyjściowego (ponieważ napięcie na wyjściu wzmacniacza błędu DA1 jest ograniczone przez napięcie na wyjściu sterownika 8 przez obwód sterujący na tranzystorze VT1). Blokada sterownika, gdy napięcie zasilania spadnie poniżej 9,2 V (z „histerezą” 0,6 V) w stanie „Wyłączony”, zapewnia niski pobór prądu, natomiast przełącza wzmacniacze wyjściowe w stan o wysokiej impedancji .

Węzeł logiczny DD7, DD8 zapobiega jednoczesnemu przejściu wzmacniaczy wyjściowych do stanu wysokiego poziomu i pojawieniu się wielu impulsów podczas jednego cyklu na wyjściach A i B. Półmostkowe wzmacniacze prądu wyjściowego przeznaczone są do pracy z obciążeniem o duży element pojemnościowy, na przykład bramki potężnych tranzystorów MOS, i są w stanie dostarczać zarówno prąd wejściowy, jak i wyjściowy.

Główne cechy techniczne*

• Pobór prądu, mA, nie więcej niż .....20
• Pobór prądu w stanie wyłączonym, mA, nie więcej niż .....2
• Napięcie zadziałania bloku blokującego, V.....8,8...9,9
• Szerokość pętli „histerezy” napięcia roboczego, V, nie mniej niż .....0,6
• Czas wyłączenia sterownika na wyjściach 3 i 9, ns, nie więcej niż.....80
• Przykładowe napięcie wyjściowe, V, przy wyjściowym prądzie obciążenia 16-1 mA i temperaturze otoczenia 25 °C.....5...5,2
• Niestabilność przykładowego napięcia przy napięciu zasilania,% / V, nie więcej, gdy napięcie zasilania zmienia się w zakresie 10 ... 30 V ..... 0,02
• Niestabilność przykładowego napięcia w zależności od prądu obciążenia,% / mA, nie więcej, gdy prąd ten zmienia się w zakresie 1 ... 10 mA ..... 0,07
• Częstotliwość generatora napięcia piłokształtnego, kHz, przy wartościach kondensatora i rezystora obwodu czasowego odpowiednio 1000 pF i 3,65 kOhm oraz temperaturze otoczenia 25 °C.....360...440
• Prąd ładowania kondensatora miękkiego startu (na zacisku 8), µA......3...20
• Napięcie wyjściowe niskiego poziomu wzmacniacza prądu wyjściowego, V, nie więcej, przy prądzie obciążenia 20 mA.....0,4
• 200mA.....2,2
• Wysoki poziom napięcia wyjściowego wzmacniacza prądu wyjściowego, V, nie mniej, przy prądzie obciążenia 20 mA.....13
• 200mA.....12
• Prąd upływowy obwodu kolektora wzmacniaczy prądu wyjściowego (zgodnie z zaciskiem 13), μA, nie więcej niż ..... 200
• Czas narastania i opadania sygnału na wyjściach A i B (piny 11 i 14), nie, nie więcej, przy pojemności obciążenia 1000 pF….. 60
• Stosunek maksymalnego czasu trwania impulsu wyjściowego do półcyklu **, nie mniej niż ..... 0,85

* Przy napięciu zasilania 15 V i temperaturze otoczenia w zakresie 0O...+70°C.

**Dla kontrolera KR1156EUZ - za okres

Maksymalne dopuszczalne wartości cech*

• Najwyższe napięcie zasilania, V ..... 30
• Najwyższe przełączane napięcie podane na piny 11 i 14, V.....30
• Najwyższy prąd obciążenia (na wnioskach 11 i 14), A, stała ..... 0,5
• impuls (o czasie trwania impulsu 0,5 μs) ..... 1,5
• Najwyższa moc rozproszona, W, w temperaturze otoczenia nie wyższej niż 25 ° C **..... 1
• Najwyższa temperatura kryształu, ° С ..... 150

* Czas ekspozycji wartości granicznej parametru nie powinien przekraczać 1 ms przy cyklu pracy 100.

** W temperaturze otoczenia wyższej niż 25°C moc rozproszona Р musi zostać zmniejszona zgodnie z prawem liniowym Р = 1 - (Tacr.avg. - 25°C) / Rt env.avr. gdzie Rt env.avr. równy 125°C/W.

Źródło napięcia odniesienia G4 składa się ze stabilizatora z kompensacją termiczną i wzmacniacza prądu, który dostarcza zasilanie do zewnętrznego obciążenia prądem do 10 mA (z pinu 16). Źródło wyposażone jest w wyjściowe urządzenie zabezpieczające przed zwarciem na poziomie około 30 mA. Zasila komparatory, węzły logiczne, napięcie polaryzacji 1,25 V, wzmacniacz operacyjny i generator zębów piłokształtnych.

Główny oscylator napięcia piłokształtnego może pracować przy częstotliwościach do 1 MHz. Jest ona określona przez rezystancję rezystora R i pojemność kondensatora Ct obwodu czasowego podłączonego odpowiednio do zacisków 5 i 6. Na pinie 5 sterownik utrzymuje napięcie 3 V, a prąd płynący przez rezystor Rt jest odbijany do pinu 6 w stosunku 1:1, więc prąd ładowania l3Ct kondensatora Ct wyznacza się z wyrażenia l3Ct = 3 /Rt.

Przy Rt = 3,65 kΩ i Ct = 1000 pF częstotliwość generatora wynosi 400 kHz ±10%. Aby pracować na innej częstotliwości, należy zmienić parametry obwodu czasowego zgodnie z rys. 3.

Czas „martwy” oscylatora, równy czasowi trwania impulsu na wyjściu Syn i określający zakres dynamiczny regulatora (ponieważ wyjścia A i B są w stanie niskim), zależy od pojemności Ct i może osiągnąć 100 ns.

Generator generuje napięcie piłokształtne na wejściu Ct (pin 6), sygnał synchronizacji do wspólnej pracy dwóch sterowników (pobrany z pinu 4), generuje impulsy zegarowe na pinie 4 podczas spadków napięcia piłokształtnego, aby jednocześnie zamknąć wzmacniacze wyjściowe w aby wykluczyć prąd przelotowy (poprzez wzmacniacze tranzystorowe) i przełącza zatrzask DD3 do stanu umożliwiającego pracę wzmacniaczy wyjściowych.

Generator zbudowany jest w oparciu o obwód wyzwalający Schmitta, którego wyjście jest podłączone do pinu 4 poprzez wtórnik emitera na tranzystorze NPN.Na tym pinie powstają impulsy zegarowe, ich niski poziom (2,3 V) odpowiada ładowaniu kondensator Ct i wysoki (4,5 V) - odprężenie. Element wtórny emitera umożliwia połączenie wyjść 4 kilku mikroukładów (okablowanie LUB). Obciążalność wyjścia wynosi 4–1 mA, a ponieważ wewnętrzne źródło prądu w obciążeniu wtórnika emitera zużywa nie więcej niż 400 μA, współczynnik rozgałęzienia tego wyjścia podczas pracy synchronicznej z podobnymi mikroukładami wynosi co najmniej dwa.

Generatora mikroukładów podrzędnych (synchronizowanych) nie można blokować, lecz dostrajać do częstotliwości nieco niższej niż generatora głównego, poprzez odpowiedni dobór elementów taktujących Rt i Ct. Dzięki takiemu podejściu każdy sterownik będzie miał lokalne napięcie piłokształtne. Możliwe jest również całkowite wyłączenie generatora, jeśli pin 5 zostanie podłączony do pinu 16, a pin 6 do wspólnego pinu. W tym przypadku sygnał synchronizacji jest dostarczany z zewnętrznego generatora na pin 4. W przypadku bardziej rozgałęzionej synchronizacji można zastosować wtórnik emiterowy sterowany sygnałem zegarowym sterownika głównego, a do jego wyjścia można podłączyć urządzenia podrzędne poprzez kondensatory i, w razie potrzeby poprzez rezystory terminujące i linie przesyłowe.

Bardzo ważny jest właściwy dobór kondensatora Ct. Przy wysokiej częstotliwości jego efektywna rezystancja szeregowa i indukcyjność, a także wartość absorpcji dielektrycznej określają dokładność częstotliwości i stabilność oscylatora. Dlatego zaleca się stosowanie wyłącznie kondensatorów RF. Aby zmniejszyć wpływ pasożytniczej indukcyjności przewodów kondensatora, podczas instalacji należy je maksymalnie skrócić i podłączyć jak najbliżej styku 10 mikroukładu.

Jednopoziomowe impulsy synchronizacyjne przełączają zatrzask DD3 na stan zerowy, taktują falownik fazy i strobują wzmacniacze wyjściowe sterownika, zapobiegając przepływowi prądu. Na poziomie zerowym impulsu synchronizacji na wyjściu jednego ze wzmacniaczy pojawia się impuls wysokiego poziomu i pozostaje do momentu pojawienia się następnego impulsu synchronizacji, jeśli w innych obwodach nie było hamowania.

Wzmacniacz sygnału błędu DA1 to szerokopasmowy, szybki wzmacniacz operacyjny z wyjściem o niskiej rezystancji. Zastosowanie w torze sygnału wyłącznie tranzystorów n-p-n umożliwiło osiągnięcie częstotliwości wzmocnienia jednostkowego na poziomie 5,5 MHz. Aby zapewnić minimalny czas przejścia sygnału błędu przez wzmacniacz operacyjny, złącze kolektora odpowiednich tranzystorów jest bocznikowane diodą Schottky'ego, aby zapobiec nasyceniu.

Wzmocnienie ustawia się tradycyjnie wybierając głębokość systemu operacyjnego. Typowa charakterystyka częstotliwościowa wzmacniacza ma wartość wzmocnienia 95 dB przy częstotliwości zerowej i jednym biegunie przy 100 Hz.

Podłączenie wejść wzmacniacza błędu DA1 zależy od polaryzacji napięcia wyjściowego projektowanego zasilacza. Jeżeli wymagane jest uzyskanie stabilizowanego napięcia dodatniego (w stosunku do przewodu wspólnego), to napięcie wspólne wynosi 5,1 V (przykładowo), a obwód OS jest zbudowany jak pokazano na ryc. 4a. W przypadku wartości ujemnej zaleca się ustawienie napięcia wspólnego na połowę wartości przykładowej, a dzielnik obwodu OS jest podłączony między wyjściem źródła zasilania a zaciskiem 16 sterownika (ryc. 4, b).

Emiter tranzystora VT1 jest podłączony do podstawy wyjściowego tranzystora npn wzmacniacza operacyjnego (zgodnie ze schematem na ryc. 2) struktury p-n-p. Dlatego napięcie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego nie może przekroczyć napięcia na pinie 8 sterownika. Należy pamiętać, że wyjście wzmacniacza operacyjnego jest obciążone wewnętrznym rezystorem 50 omów podłączonym do wspólnego wyjścia. Dlatego też, jeśli obciążenie zewnętrzne wiąże się z dużym prądem ujścia, może być wymagany dodatkowy rezystor bocznikowy w celu zmniejszenia napięcia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego.

Komparator SHI DA5 wykonany jest według schematu wzmacniacza różnicowego opartego na tranzystorach npn z wtórnikiem emiterowym na wyjściu, co zapobiega trybowi nasycenia tranzystorów komparatora. Sygnał wyjściowy odpowiada ESL przy napięciu zasilania 5,1 V. Sygnał wejściowy komparatora w trybie wspólnym jest ograniczony dolną wartością w przybliżeniu 1 V. Ponieważ napięcie na wejściu rampy sterownika (np. po przyłożeniu do niego napięcia piłokształtnego z pinu 6) może zmieniać się od 0 do 3 V, w celu dopasowania poziomu na nieodwracającym wejściu komparatora zapewniane jest przesunięcie napięcia o 1,25 V przez wewnętrzne źródło polaryzacji G2.

Komparator ograniczający prąd DA2 ma podobną strukturę do komparatora SHI. Komparator wyłączający DA3 wykonany jest według schematu wzmacniacza różnicowego opartego na tranzystorach p-n-p. Do wejścia odwracającego tych komparatorów przykładane jest stałe napięcie odpowiednio 1 i 1,4 V, utworzone z napięcia odniesienia.

Elementy logiczne na ścieżce sygnału przez sterownik, w tym zatrzask SHI DD3 i odwracacz fazy DD5, DD6, są wykonane na ESL z wtórnikami emiterów buforowych. Prąd przełączający tych węzłów jest dość duży - 400 μA. Zatem mimo że na drodze pomiędzy komparatorami wejściowymi a wzmacniaczami prądu wyjściowego znajdują się dwa elementy OR (DD1 i DD4), elementy OR-NOT (DD7, DD8), zatrzask (DD3), to ich udział w całkowitym czasie opóźnienia nie przekracza 20% Głównym opóźnieniem są komparatory i wzmacniacze wyjściowe.

Jednak to, jak szybko sygnał nie przejdzie przez ścieżkę, niewiele znaczy, jeśli wyjście nie zapewnia szybkiego przełączania z wymaganą amplitudą. Wyjściowe półmostkowe wzmacniacze prądowe DA7, DA8 umożliwiają przełączanie obciążenia o pojemności 1000 pF przez 30 ns przy napięciu zasilania sterownika 15 V. Wartość szczytowa prądu przez obciążenie wynosi co najmniej 1,5 A.

Aby zapewnić prędkość wzmacniaczy, należy znosić prąd przelotowy przez tranzystory wyjściowe, dzięki czemu w szczególności mikroukład nagrzewa się, szczególnie przy wysokich częstotliwościach. W stopniu wyjściowym sterownika KR1156EU2 mocne tranzystory wyjściowe sterowane są sygnałem uzupełniającym, tj. gdy jeden jest otwarty, drugi jest zamknięty. Tryb pracy tranzystorów jest tak dobrany, że przy każdym przełączeniu przepływa przez nie prąd przelotowy o wartości zaledwie 20 ns, co przy częstotliwości 500 kHz dodaje do pobieranego prądu jedynie 10 mA. Liczba ta jest wynikiem kompromisu; łatwo jest osiągnąć zero poprzez prąd, ale w tym przypadku całkowite opóźnienie staje się niedopuszczalnie duże.

Jeżeli napięcie zasilania sterownika spadnie poniżej określonej wartości (równej napięciu roboczemu minus napięcie „histerezy”), włącza się komparator zabezpieczenia podnapięciowego DA4. Poziom niski z jego wyjścia przez element AND-NOT DD9 jest odwracany na wysoki i podawany na wejście elementów OR-NOT DD7, DD8, które ponownie go odwracają. W rezultacie wzmacniacze wyjściowe DA7, DA8 przechodzą w stan niskiego poziomu. Wysoki poziom z elementu DD9 dociera również do wejścia elementu OR DD2, otwierając tranzystor VT2, który rozładowuje kondensator miękkiego startu w obwodzie wyjściowym 8. Tranzystor VT1, który otwiera się w tym samym czasie, zmniejsza napięcie przy wyjście wzmacniacza operacyjnego DA1 prawie do zera.

Jednocześnie niski poziom na wyjściu komparatora DA4 wyłącza źródło napięcia odniesienia, po czym wzmacniacze wyjściowe przechodzą w stan o wysokiej impedancji wyjściowej.

Jeżeli teraz rosnące napięcie zasilania stanie się większe od napięcia pracy komparatora DA4, to nastąpi przełączenie, wysoki poziom z jego wyjścia trafia na element DD9, do przykładowego źródła G4 i stopniowo przełącza sterownik w tryb pracy.

Gdy tylko rosnące napięcie na wyjściu przykładowego źródła przekroczy 4 V, następuje aktywacja komparatora kontroli napięcia odniesienia DA6. Teraz oba wejścia elementu DD9 są wysokie, a wyjście jest niskie. Usuwa to zakaz przepuszczania sygnału przez elementy DD7, DD8, generuje niski poziom na wyjściu elementu DD2, który (jeśli wyjście komparatora DA3 jest również niskie) zamyka tranzystor VT2 i płynnie uruchamia kontroler.

Po włączeniu zasilania prąd płynący przez mocne tranzystory przełączające jest określany przez prąd obciążenia i prąd ładowania jego pojemności wyjściowej i w pierwszej chwili jest znacznie wyższy niż wartość nominalna. Aby zapobiec związanemu z tym przeciążeniu wzmacniaczy wyjściowych, do sterownika wprowadzono węzeł składający się z tranzystora VT1 i kondensatora miękkiego startu. Węzeł powoli zwiększa napięcie wyjściowe wzmacniacza operacyjnego DA1 od prawie zera do wartości nominalnej, a co za tym idzie czas trwania impulsów na wyjściach A i B. Gdy sterownik znajduje się w trybie mikrozasilania lub napięcie na pinie 9 jest większe niż 1,4 V, kondensator w obwodzie ze stykiem 8 jest rozładowany i nie ma impulsów wyjściowych. Kondensator miękkiego startu jest ładowany przez źródło prądu G3 (9 µA).

Rosnące napięcie wyjściowe komparatora OV DA1 SHI jest porównywane z napięciem piłokształtnym na wejściu bezpośrednim i generuje na wyjściu impulsy o rosnącym czasie trwania. Początkowo czas otwarcia wzmacniaczy wyjściowych jest niewielki, a przepływający przez nie prąd jest mniejszy niż krytyczny. Gdy tylko napięcie wyjściowe osiągnie poziom nominalny, obwód stabilizujący włączy się. Tranzystor VT1 zamknie się.

Oprócz głównego celu, moduł miękkiego startu może być używany do innych celów. Tak więc zdolność kontrolera do ograniczania napięcia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego pozwala ograniczyć maksymalny czas otwarcia tranzystorów wyjściowych w tradycyjnych zasilaczach oraz w trybie prądowym - zaprogramować poziom maksymalnego prądu szczytowego .

Typowe włączenie sterownika na przykładzie pięciowoltowego zasilacza stabilizowanego impulsowo, pracującego w zakresie napięcia wejściowego 42…56 V przy prądzie obciążenia 1…10 A pokazano na ryc. 5 [1].

(kliknij, aby powiększyć)

Wraz ze wzrostem prądu obciążenia, gdy tylko napięcie na czujniku prądu R12, podawane na wejście Stop sterownika, przekroczy 1 V, jego komparator ograniczający prąd DA2 zadziała, a pojedyncza kropla przechodząca przez element DD1 ustaw zatrzask SHI DD3 w stan 1. Napięcie to zamknie wzmacniacze wyjściowe, przynajmniej do końca bieżącego okresu. Zatrzask ma pierwszeństwo na wejściu S, zatem jego przejście do stanu zerowego możliwe jest dopiero po usunięciu przeciążenia prądowego.

Jeżeli wyjście zasilacza jest zamknięte, to z powodu wyłączenia tranzystorów wyjściowych na czas około 100 ns prąd płynący przez tranzystory VT1, VT2 źródła ma czas na zwiększenie się do drugiej wartości, przy którym będzie działał komparator wyłączający DA3 mikroukładu. W rezultacie kondensator miękkiego startu C4 zostanie rozładowany, a tranzystor VT1 sterownika obniży napięcie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego prawie do zera. Po zamknięciu potężnych tranzystorów VT1, VT2 napięcie na zacisku 9 sterownika stanie się bliskie zeru i rozpocznie się proces miękkiego startu. Jeżeli zamknięcie wyjścia nie zostanie usunięte, opisany proces zostanie powtórzony.

Węzeł logiczny do sterowania wzmacniaczami wyjściowymi sterownika realizuje następujące funkcje: ich jednoczesne zamykanie przy wysokim poziomie impulsu synchronizującego na pinie 4 lub na wyjściu zatrzasku; ich naprzemienne otwieranie przy niskim poziomie impulsu synchronizacji i na wyjściu zatrzasku; zmiana czasu trwania impulsów wyjściowych w zależności od poziomu sygnału błędu.

W zasilaczu (rys. 5) stosowana jest konwencjonalna regulacja SHI, gdy napięcie OS jest podłączone do wejścia odwracającego wzmacniacza operacyjnego DA1, a przykładowe do nieodwracającego. pewne napięcie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego, które dochodzi do wejścia odwracającego komparatora DA5. Na nieodwracające wejście komparatora (pin 7) poprzez obwód R2C3C6 odbierane jest napięcie piłokształtne z generatora G1 (pin 6), przesunięte w górę przez źródło G2.

Cykl push-pull rozpoczyna się, gdy zegar wyjściowy sterownika G1 jest w stanie wysokim. Impuls ten ustawia niski poziom na wyjściu zatrzasku i jednocześnie przechodząc przez element DD4 do wejścia C falownika fazowego DD5, DD6, przełącza go do następnego stanu i przygotowuje odpowiedni wzmacniacz wyjściowy do otwarcia. Dodatkowo dochodzi bezpośrednio do wejść elementów DD7, DD8. W rezultacie wyjścia obu wzmacniaczy DA7, DA8 są niskie, a tranzystory źródłowe VT1 i VT2 są zamknięte.

Po zaniku impulsu zegarowego niski poziom na wyjściu elementu DD4 usuwa zakaz otwierania wzmacniaczy wyjściowych. Otwiera się ten potężny tranzystor źródłowy, dla którego istnieje sygnał zezwalający z falownika fazy.

Jednocześnie rozpoczyna się ładowanie kondensatora C1 i wzrasta napięcie na zacisku 7 sterownika. Gdy tylko napięcie piłokształtne na wejściu nieodwracającym komparatora zrówna się z poziomem sygnału błędu na wejściu odwracającym, na wyjściu pojawi się wysoki poziom, co ustawi zatrzask w stanie „jeden”. Tranzystor otwartego źródła dużej mocy zamyka się, a zamknięty jest blokowany przed przypadkowym otwarciem. Tranzystory te zostaną zamknięte do końca okresu, dopóki oscylator główny nie ustawi wyjścia zatrzaskowego na niski poziom przy następnym impulsie synchronizacyjnym i poprzez przełączenie falownika fazy do następnego stanu przygotuje do włączenia innego potężnego tranzystora. Ponadto opisane procesy są powtarzane.

W zależności od poziomu sygnału błędu komparator przełącza się później lub wcześniej. Odpowiednio zmienia się także czas włączenia wzmacniacza wyjściowego. W ten sposób stabilizowane jest napięcie wyjściowe przetwornicy.

Sterownik może generować sygnał o szerokości impulsu typu push-pull do sterowania tranzystorami dużej mocy w dwóch głównych trybach. W pierwszym komparator porównuje napięcie wyjściowe wzmacniacza błędu z napięciem piłokształtnym na pinie 6. Jest to tradycyjny tryb sprzężenia zwrotnego napięcia. W drugim komparator porównuje napięcie wzmacniacza błędu ze spadkiem napięcia na rezystorze R12 - czujniku prądu zawartym w obwodzie wspólnym potężnych tranzystorów przełączających (tryb bieżącego sprzężenia zwrotnego). W rozpatrywanym przypadku, jak wynika z rys. 5, zastosowano kombinację tych dwóch trybów.

Aby stłumić szumy przełączania, pomiędzy czujnikiem prądu a wejściem Stop zastosowano obwód całkujący R4C5. W przypadku, gdy straty energii nie pozwalają na zastosowanie rezystora pomiarowego prądu, stosuje się przekładnik prądowy.

Jeżeli przetwornica musi pracować przy napięciu wejściowym zmieniającym się w szerokim zakresie, zaleca się zastosowanie bezpośredniego połączenia parametrycznego dla napięcia wejściowego. Parametryczne napięcie piłokształtne przyłożone do wejścia komparatora jest generowane przez zewnętrzny obwód RC. Opadająca część „piły” jest tworzona przez sygnał na wyjściu generatora przez zewnętrzny tranzystor.

Aby zapobiec nasyceniu transformatora przetwornicy, można zastosować węzeł, który oblicza iloczyn woltosekundowy i wyłącza tranzystory mocy, gdy osiągnie niebezpieczny poziom.

Zaleca się zbocznikowanie wyjść A i B sterownika diodami Schottky'ego (VD2, VD3) na prąd pulsacyjny o natężeniu co najmniej 2 A. Jeżeli sterownik jest obciążony transformatorem izolującym lub udary prądowe przez pojemność bramki drenu są bardzo wysoka, wymagane są diody bocznikowe. Ograniczą ujemne, fałszywe impulsy na wyjściach A i B do 0,3 V.

Podobnie jak wszystkie komponenty wysokiej częstotliwości, sterownik wymaga szczególnej uwagi przy rozmieszczeniu zewnętrznych komponentów (dołączeń) i okablowania, aby zminimalizować pasożytnicze sprzężenie indukcyjne lub pojemnościowe. Przewody części należy możliwie jak najbardziej skrócić. Z tych powodów zaleca się montaż sterownika na dwustronnej płytce drukowanej. Przewody sygnałowe są rozmieszczone tak, aby wszędzie znajdowały się nad folią wspólnego przewodu. Wyjścia mocy powinny być bocznikowane dwoma kondensatorami przelotowymi - ceramicznym o niskiej indukcyjności o pojemności 0,1 μF, umieszczonym nie dalej niż 6 mm od styku 15 mikroukładu, aby stłumić zakłócenia o wysokiej częstotliwości i o wartości znamionowej tlenku (tantalu) od 1 do 5 μF, wlutowany nie dalej niż 12 mm od pinu 13 i pełniący rolę urządzenia magazynującego energię do zasilania wzmacniaczy wyjściowych. Zaleca się podłączenie kondensatora o niskiej indukcyjności o pojemności co najmniej 0,01 uF pomiędzy zaciskiem 16 a przewodem wspólnym.

Aby zwiększyć stabilność przetwornika przed wzbudzeniem pasożytniczym, szeregowa indukcyjność pasożytnicza wyjścia wzmacniaczy prądowych sterownika powinna być minimalna. Rozwiązaniem może być w miarę możliwości przybliżenie do mikroukładu wydajnych tranzystorów polowych i zastosowanie szeregowych, nieindukcyjnych rezystorów tłumiących R7, R8.

Aby zmniejszyć wpływ potężnych tranzystorów na obwody analogowe, wymagane jest ekranowanie i zastosowanie spójnych linii do przesyłania impulsów sterujących do ich bramki.

Ani w dokumentacji zagranicznej, ani krajowej nie wskazano rodzaju potężnych tranzystorów polowych VT1, VT2 i diod prostowniczych Schottky'ego VD6 konwertera. Ci, którzy chcą to zrobić sami, będą musieli eksperymentalnie dobrać te komponenty i upewnić się, że urządzenie działa niezawodnie. Możemy polecić tranzystory KP750A, KP767V, KP778A, IRF640. Oprócz rodzaju mocnych diod wskazanych na schemacie, odpowiednie mogą być KD271BS, KD272BS, KD273BS, KDSh2967BS, KDSh2967VS, CTQ2535, CTQ2545; diody VD4, VD5 - z serii 2D253, a także 2D255V-5, ZDCH122-20, ZDCH122-20X.

Przed pracą zdecydowanie warto zapoznać się z [2].

Sterownik KR1156EUZ różni się od opisanego brakiem wyzwalacza inwertera fazy oraz tym, że wzmacniacze prądu wyjściowego pracują w przeciwfazie. Dodatkowo dostępne są wersje z wyjściami A i B w trybie wspólnym, które można połączyć równolegle, z jednym wyjściem B (jak w UC1823) i z wyjściem A podłączonym do wejścia odwracającego komparatora ograniczającego prąd.

literatura

1. Katalog Unitrode. - Texas Instruments Incorporated, 1999.
2. Semenov B. Yu Energoelektronika. - M.: Solon-R, 2001.

Autor: S.Egorov, Briańsk

Zobacz inne artykuły Sekcja Materiały referencyjne.

Czytaj i pisz przydatne komentarze do tego artykułu.

<< Wstecz

Najnowsze wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika:

Sztuczna skóra do emulacji dotyku 15.04.2024

W świecie nowoczesnych technologii, w którym dystans staje się coraz bardziej powszechny, ważne jest utrzymywanie kontaktu i poczucia bliskości. Niedawne odkrycia w dziedzinie sztucznej skóry dokonane przez niemieckich naukowców z Uniwersytetu Saary wyznaczają nową erę wirtualnych interakcji. Niemieccy naukowcy z Uniwersytetu Saary opracowali ultracienkie folie, które mogą przenosić wrażenie dotyku na odległość. Ta najnowocześniejsza technologia zapewnia nowe możliwości wirtualnej komunikacji, szczególnie tym, którzy znajdują się daleko od swoich bliskich. Ultracienkie folie opracowane przez naukowców, o grubości zaledwie 50 mikrometrów, można wkomponować w tekstylia i nosić jak drugą skórę. Folie te działają jak czujniki rozpoznające sygnały dotykowe od mamy lub taty oraz jako elementy uruchamiające, które przekazują te ruchy dziecku. Dotyk rodziców do tkaniny aktywuje czujniki, które reagują na nacisk i odkształcają ultracienką warstwę. Ten ... >>

Żwirek dla kota Petgugu Global 15.04.2024

Opieka nad zwierzętami często może być wyzwaniem, szczególnie jeśli chodzi o utrzymanie domu w czystości. Zaprezentowano nowe, ciekawe rozwiązanie od startupu Petgugu Global, które ułatwi życie właścicielom kotów i pomoże im utrzymać w domu idealną czystość i porządek. Startup Petgugu Global zaprezentował wyjątkową toaletę dla kotów, która automatycznie spłukuje odchody, utrzymując Twój dom w czystości i świeżości. To innowacyjne urządzenie jest wyposażone w różne inteligentne czujniki, które monitorują aktywność Twojego zwierzaka w toalecie i aktywują automatyczne czyszczenie po użyciu. Urządzenie podłącza się do sieci kanalizacyjnej i zapewnia sprawne usuwanie nieczystości bez konieczności ingerencji właściciela. Dodatkowo toaleta ma dużą pojemność do spłukiwania, co czyni ją idealną dla gospodarstw domowych, w których mieszka więcej kotów. Miska na kuwetę Petgugu jest przeznaczona do stosowania z żwirkami rozpuszczalnymi w wodzie i oferuje szereg dodatkowych funkcji ... >>

Atrakcyjność troskliwych mężczyzn 14.04.2024

Od dawna panuje stereotyp, że kobiety wolą „złych chłopców”. Jednak najnowsze badania przeprowadzone przez brytyjskich naukowców z Monash University oferują nowe spojrzenie na tę kwestię. Przyjrzeli się, jak kobiety reagowały na emocjonalną odpowiedzialność mężczyzn i chęć pomagania innym. Wyniki badania mogą zmienić nasze rozumienie tego, co sprawia, że ​​mężczyźni są atrakcyjni dla kobiet. Badanie przeprowadzone przez naukowców z Monash University prowadzi do nowych odkryć na temat atrakcyjności mężczyzn w oczach kobiet. W eksperymencie kobietom pokazywano zdjęcia mężczyzn z krótkimi historiami dotyczącymi ich zachowania w różnych sytuacjach, w tym reakcji na spotkanie z bezdomnym. Część mężczyzn ignorowała bezdomnego, inni natomiast pomagali mu, kupując mu jedzenie. Badanie wykazało, że mężczyźni, którzy okazali empatię i życzliwość, byli bardziej atrakcyjni dla kobiet w porównaniu z mężczyznami, którzy okazali empatię i życzliwość. ... >>

Przypadkowe wiadomości z Archiwum Kontroler obciążenia dla Power over Ethernet 19.07.2007 National Semiconductor wprowadził LM5073, kontroler obciążenia (PD) dla systemów Power over Ethernet z regulowanym ograniczeniem prądu wyjściowego i możliwością pracy z przetwornikiem DC/DC o dowolnej topologii. Nowy kontroler PoE (Powerover-Ethernet) LM5073 zawiera programowalny port interfejsu, m.in. kontroler hot-swap, który przewyższa standard IEEE 802.3af i pozwala projektantom obsługiwać poziomy mocy 30 W lub więcej. IC jest przeznaczony do telefonii IP, kamer zdalnego nadzoru, czytników kart, bezprzewodowych punktów dostępowych, systemów automatyki przemysłowej i terminali detalicznych obsługujących PoE. LM5073 obsługuje możliwość podłączenia alternatywnego nieregulowanego źródła zasilania, takiego jak zasilacz sieciowy lub panele słoneczne w różnych konfiguracjach.

Inne ciekawe wiadomości:

▪ Ręce pomagają muzykowi zapamiętać melodię

▪ Drożdże mogą filtrować ołów

▪ Kamera wideo SONY DCR-HC85

▪ Panele słoneczne na skrzydłach samolotu

▪ Przezroczysty wyświetlacz OLED firmy Samsung

Wiadomości o nauce i technologii, nowa elektronika

Ciekawe materiały z bezpłatnej biblioteki technicznej:

▪ sekcja serwisu Śmieszne łamigłówki. Wybór artykułu

▪ artykuł Zmierzch Bogów. Popularne wyrażenie

▪ artykuł Co się stało ze zwierzętami w epoce lodowcowej? Szczegółowa odpowiedź

▪ artykuł Elektryk okrętowy. Standardowe instrukcje dotyczące ochrony pracy

▪ artykuł Ochrona diod LED dużej mocy przed nadmiernym prądem. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

▪ artykuł Edycja drukowana-równoległa. Encyklopedia elektroniki radiowej i elektrotechniki

Zostaw swój komentarz do tego artykułu:

Wszystkie języki tej strony

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Strona główna | biblioteka | Artykuły | Mapa stony | Recenzje witryn

www.diagram.com.ua
2000-2024